QUE ES LA CARGA ACTIVA

Pablo R Duque M

En diseño de circuito, una carga activa es un componente de circuito compuesto de los dispositivos activos del tal como transistores o diodos, prepuesto presentar una impedancia grande de la carga a las señales de tiempo variable en un amplificador electrónico sin incurrir en una caída de voltaje grande de C., como ocurriría si un resistor grande fue utilizado en vez de una carga activa. Una impedancia grande de la carga de CA es deseable, por ejemplo, aumentar el aumento de la CA de algunos tipos de amplificador. La carga activa es un espejo actual y se representa lo más comúnmente posible de una manera idealizada como fuente actual. En el cuadro 1 la carga es un resistor, y la corriente a través del resistor es determinada por la ley de ohmio como: = \ frac {V_ {cc} - V_ {hacia fuera}} {R_C} del I_C del del
. Como consecuencia de esta relación, la caída de voltaje a través del resistor se ata a la corriente en el Q-punto . Si la corriente diagonal es fija por una cierta razón de funcionamiento, cualquier aumento en resistencia de carga lleva automáticamente a un de tensión inferior para el V_out . cuál alternadamente baja el V_CB de la caída de voltaje entre el colector y la base, limitando el oscilación de la señal en la salida del amplificador. (Si el oscilación de la salida es más grande que el V_CB, el transistor se expulsa de modo activo durante la parte del ciclo de la señal).

En cambio, usar la carga activa del cuadro 2, la impedancia de la CA de la fuente actual ideal es infinita sin importar el V_CC - V_out de la caída de voltaje, que permite incluso un valor grande del V_CB . y por lo tanto un oscilación grande de la señal de salida.
La fuente actual ideal es substituida en la práctica por un espejo actual, que es menos ideal de dos maneras. Primero, su resistencia de CA es grande, pero no infinita. En segundo lugar, el espejo requiere una pequeña caída de voltaje mantener la operación (mantener los transistores de la salida del espejo modo activo). Consecuentemente, el espejo actual limita el oscilación permisible del voltaje de la salida, pero esta limitación es mucho menos que para un resistor, y también no depende de la opción de la corriente diagonal, dejando más flexibilidad que un resistor en el diseño del circuito.

ESTUDIO DE LAS FUENTES DE CORRIENTE

Pablo R Duque M

CAF

En el seguiente enlace se puede obsebar como se realiza el estudio demlas fuentes de corriente con cargas activas:

http://www.slideshare.net/guest1e528d/estudio-de-amplificadores-diferenciales-con-carga-activa-y-otros-tipos-de-fuente-de-corriente

ESPEJO DE CORRIENTE

Pablo R Duque M

CAF

FUENTES DE CORRIENTE

Las fuentes de corriente son ampliamente utilizadas en circuitos electronicos integrados como elementos de

polarizacion y como cargas activas en etapas amplificadoras. Estas fuentes en polarizacion resultan mas

insensibles a variaciones de las tensiones de polarizacion y de la temperatura, y son mas economicas que los

elementos resistivos en terminos de area de ocupacion, especialmente cuando las corrientes son bajas. Las

fuentes de corriente como cargas activas proporcionan resistencias incrementales de alto valor resultando etapas

amplificadoras con elevada ganancia operando incluso con bajos niveles de tensiones de polarizacion. Asi, la

ganancia tipica en tension de una etapa en emisor comun es A

V≈–hfeRC/hie. Para obtener una gran ganancia,

debe utilizarse una R

C muy grande que resulta un solucion inviable en un circuito integrado por dos motivos:

una resistencia de difusion alta ocupa un area prohibitiva y una R

C grande tiene una caida de tension muy

elevada que complicaria la polarizacion del amplificador. Las fuentes de corriente eliminan ambos inconvenientes

y permiten lograr ganancias del orden de 10.000 en una simple etapa con carga de corriente.

5.2.- Espejo de corriente bipolar

La forma mas simple de una fuente de corriente es la basada en un espejo de corriente. El espejo de

corriente esta constituido por una asociacion de dos transistores identicos que tienen la misma tension V

BE

FW: Un alto rendimiento para los diseños de espejo de corriente de baja tensión

Un alto rendimiento para los diseños de espejo de corriente de baja tensión
A high performance current mirror for low voltage designs Un alto rendimiento para los diseños de espejo de corriente de baja tensión
SS Rajput* and SS Jamuar Rajput * SS y SS Jamuar
Department of Electrical Engineering, Indian Institute of Technology. Departamento de Ingeniería Eléctrica, Instituto Indio de Tecnología. Hauz Khas. Hauz Khas. DELHI - 110016 DELHI - 110016
*E-inail; * E-INAIL;
Abstract Resumen
A novel current mirror, having high input and Una novela espejo actual, con aportación de alto y
output voltage wing capabiliy and which can operate at tensión de salida del ala capabiliy y que puede operar a
31.0 V supply, is proposed P-SPICE simulations confirm Suministro de 31,0 V, se propone P-SPICE simulaciones confirman
the input current range of I ,u4 to 500 ,u4 with 2 GHz el actual rango de entrada de I, u4 a 500, con 2 GHz u4
bandwidth, Resistive and capacitive compensation are , Resistiva y capacitiva de compensación de ancho de banda se
introduced to increase the bandwidth. introdujo para aumentar el ancho de banda.
I. Introduction I. Introducción
Recently, low power (LV) and low voltage (LP) Recientemente, energía baja (LV) y baja tensión (NA)
analog and mixed mode circuits lad gained importance. y se mezcla el modo analógico muchacho circuitos más importancia. It Lo
is predicted that these circuits will require power supplies Se prevé que estos circuitos se requieren fuentes de alimentación
of 1 V or less | [I] in future. 1 V o menos [| de la I] en el futuro. LP and thereby LV is the LP y por lo tanto es el LV
ultimate goal to reduce power consumption in peripheral objetivo final de reducir el consumo de energía en las regiones periféricas
system such as the one required for instruments cooling. sistema como el requerido para los instrumentos de refrigeración.
A current tthor (CM) is an integral part of all Un tthor actual (CM) es una parte integrante de todos los
analog VLSI circuits, All CMs reported so far [2-5] analógica circuitos VLSI, Todos los CMs comunicadas hasta la fecha [2-5]
though have high output voltage signal swings, they aunque tienen gran potencia de la señal oscilaciones de tensión, que
require a minimum input voltage (v,,,) of at least one requieren un voltaje mínimo de entrada (v,,,) de al menos un
threshold (V umbral (V
t t
4.75V). 4.75V). This voltage is due to the Esta tensión se debe a la
traditional diode connected contigumtion of the input diodo tradicionales relacionadas contigumtion de la entrada
MOSFET in almost all CMs. MOSFET en casi todos los CMS. In those LV applications in En aquellas aplicaciones en LV
whch large input voltage (v,,) swings are required, a gran tensión de entrada whch (v,,) se requieren cambios, una
conventional CM with nunimwn v,, of 0.75V becomes CM convencionales con v nunimwn, de 0.75V se convierte en
unsuitable. inadecuado. This generates a need to investigate into new Esto genera una necesidad de investigar en nuevos
circuit teclmiques for designing LVCMs with high signal teclmiques circuito para el diseño de LVCMs con señal de alta
swings botli at the input and output nodes. botli cambios en la entrada y salida de los nodos. A few LVCM A pocos LVCM
topologies have been reported [G-7]. topologías se han reportado [G-7]. They use either level Ellos usan ya sea a nivel
shifter approach or a bulk driven MOSFETs [I] and palanca de cambios o un planteamiento impulsado a granel MOSFETs [I] y
suffer either from low input current range (1, sufren ya sea de la corriente de entrada de gama baja (1,
4 4
50 pA) or 50 Pa) o
low bandwidth (400 MHz). ancho de banda bajo (400 MHz).
In this paper, we present a novel LVCM which En este artículo se presenta una novela que LVCM
lave v,, of €0.8 V for I v lava,, de € 0,8 V I para
l l
n ranging from I pA to 500 pA. It n que van desde la I a 500 pA pA. Se
has high output impedance (R tiene una impedancia de salida de alta (R
ou ou
pl.O Mn). pl.O Mn).
Resistive Resistiva
18.91 and capacitive compensation are used for improving 18,91 y compensación capacitiva se utilizan para mejorar la
the bandwidth. el ancho de banda. with the ultlinate bandwidth of 2.0 GHz. con el ancho de banda de 2,0 GHz ultlinate.
II. II. CM structures CM estructuras
A Conventional CM structures Un CM estructuras convencionales
A conventional CM is shown in Fig. Un CM convencional se muestra en la figura. 1. 1. M1 is used M1 se utiliza
in diode connected configuration and v,, is required to conectados en configuración de diodo y V,, es necesario para
pump Ii, into the input port. bomba de II, en el puerto de entrada. Here, v,, depends solely on Aquí, v,, depende únicamente de
the biasing conditions of MI, which operates in las condiciones de polarización de infarto de miocardio, que opera en
saturationmode. saturationmode. Its trans-conductance (g Su transconductancia (g
ml ml
) decides the ) Decide el
input inipedance (R,,). For this structure vi,, is given by inipedance de entrada (R,,). Por esta vi estructura, está dada por
Lower limit of v Límite inferior de v
i yo
, is restricted to TV , Se limita a la televisión
M1 M1
lout V gamberro V
M2 M2
Vss Vss
Fig.1 Conventional CM Fig. 1 CM convencionales
B. Proposed LVCM structure B. Proyecto de estructura LVCM
The proposed LVCM (Fig. 2) uses MI and M2 as La propuesta de LVCM (Fig. 2) utiliza como MI y M2
in Fig. en la figura. 1. 1. The level shifter M4 is operated in sub El cambiador de nivel M4 se opera en el África
threshold region by selecting low bias current I umbral de la región mediante la selección de corriente bajo el sesgo que
blosl blosl
. .
Second level shifter M5 provides suitable bias to M3, Segundo nivel de M5 palanca de cambios ofrece sesgo adecuado a M3,
which is used to enhance the output impedance (R,,). I,, que se utiliza para aumentar la impedancia de salida (R,,). Yo,,
flowing through MI is transferred to M2. R,,,, R,, and v,, fluye a través de MI se transfiere a M2. R,,,, R, y V,,
are given by están dadas por
v..= .\H/s. v. .=. \ H / s. + AV. AV +.
L L
-\V - V \
r r
\ \
(2) (2)
(3) (3)
(4) (4)
g g
m4 m4
, g , G
mi mi
have tener
Sdl Sdl
where /), g&, g donde /), g &, g
d3 d3
, g , G
i4 i4
, g , G
ds ds
, g , G
ml ml
, g , G
m2 m2
, ,
usual meanings and V significado usual y V
x x
is given as : se da como:
170 170
Page 2 Página 2
(5 ) (5)
The mini " output voltage of the proposed El mini "tensión de salida de la propuesta de
LVCM is given by LVCM viene dada por
v v
ou ou
, (min) « VftHrif+V&nnQ (Min) "VftHrif + V & nnQ
(6) (6)
For sufficiently high g1 (Iz"O.001) and ilnity dc Por lo suficientemente alta g1 (Iz "O.001) y CC ilnity
gain, current transfer can be given as: ganancia, la transferencia de corriente puede ser la siguiente:
(7) (7)
Sd\ Sd \
Fig. La figura. 2. 2. Proposed LVCM Propuesto LVCM
C. Compensation techniques C. Compensación técnicas
R R
g g
enhances the frequency response [8,9]. mejora la respuesta de frecuencia [8,9].
Comparison of eq. La comparación de la ecuación. (23) with the standard second order (23) con la norma de segundo orden
equation yields the damping factor 4, as: los rendimientos de la ecuación el factor de atenuación 4, como:
0.5 0,5
1 + 1 +
Sd\Sl Sd \ Sl
(-' gdi (- "Gdi
^ ^
S S
d\ d \
(8) (8)
(9) (9)
For R Para R
g g
= 0 Q g =cc (eq. 28) and £ is infinite and = 0 g = Q cc (ec. 28) y £ es infinito y
the system operates in over damped mode. el sistema funciona en más de amortiguamiento modo. Decrease in gl Disminución de los gl
forces 4 to move towards 1 resulting the system to move 4 fuerzas para avanzar hacia un resultado del sistema para mover
towards critically damped inode and the bandwidth hacia críticamente amortiguado inodo y el ancho de banda
improves. mejora. As g1 decreases further, system enters into Como g1 disminuye aún más, el sistema entra en
under damped mode, which results in overshoots in en el modo de amortiguamiento, que se traduce en rebasamiento de la
frequency response. respuesta en frecuencia. The value of gl for maxiinurn El valor de gl para maxiinurn
bandwidth without overshoots is given as: ancho de banda sin rebasamiento se da como:
o / ^ ll o / ll ^
lSm4 lSm4
n n
Sd\ „•, Sd \ "•,
(10) (10)
With additional external capacitance (G Con capacidad adicional externa (G
) )
(Fig. (Fig.
2), effective input capacitance (G,,) decreases (eq. 9) 2), capacidad de entrada efectiva (G,,) disminuye (ec. 9)
which enhances the bandwidth. que mejora el ancho de banda.
D. Offset current D. Desplazamiento actual
I Yo
o o
f f
i yo
,,, is the most critical factor in LVCMs and sets ,,, Es el factor más crítico en LVCMs y establece
the lower limit for el límite inferior para
I Yo
,. Due M4, the gates of M1 and M2 ,. M4 Due, las puertas de M1 y M2
are not at reference potential even when 11,, is zero. no son posibles en la referencia, aun cuando 11,, es cero. The El
gate of M2 is at elevated voltage and its drain voltage puerta de la M2 es elevada a la tensión y la tensión de drenaje
depends on externally applied voltage (the drain voltage depende de la tensión aplicada externamente (la tensión de drenaje
of MI is decided by I,,). de infarto de miocardio se decide por I,,). Hence a sub threshold current Por lo tanto un umbral actual sub
will flow in M2 when I,,, equals zero. fluirá en M2 cuando yo,,, es igual a cero. This current is Esta corriente es
known as offset current, and is given by conocido como desplazamiento actual, y está dada por
(11) (11)
Eq. La ecuación. (11) indicates that Io& (11) indica que Io &
c c
, can be tailored , Se puede adaptar
according to the designers' need through the appropriate de acuerdo a los diseñadores necesitan a través de la adecuada
selection of W, and L. Threshold voltage mismatch AV, selección de W, y L. Umbral desfase tensión AV,
(=V (V =
tp tp
- Vt,,) depends on particular CMOS technology. - V,,) depende de la tecnología CMOS en particular. Even Incluso
if the threshold voltages of PMOS and NMOS are si las tensiones umbral de OGP y son NMOS
matched I,flSetcan not be reduced to zero. emparejado I, flSetcan no se reducen a cero. The lower limit El límite inferior
of the lortM is de la lortM es
j j
- -
W W
2 2
" 4 "4
* *
j j
l l
bias\ \ Sesgo
DO* NO *
Appropriate values for WIL of M2 and M4 and Los valores apropiados para WIL de M2 y M4 y
low I bajo que
bluS Blus
l ensure lower I l garantizar inferior I
oet oet
. .
E. Sensitivity unulysk E. Sensibilidad unulysk
In case of proposed LVCM, sensitivity analysis is En el caso de la propuesta de LVCM, el análisis de sensibilidad es
used to ascertain the effects of variations in input utilizados para determinar los efectos de las variaciones en la entrada
parameters and process parameters like Ib parámetros y los parámetros de proceso como Ib
ior ior
l, V,, WIL, and l, V,, WIL, y
AV, of PMOS and NMOS, over its performance. I AV, de OGP y NMOS, sobre su rendimiento. I
Ou Ou
I when I cuando
MI and M2 operate in saturation region is given as: MI y M2 operan en la región de saturación se da como:
The sensitivities of /„„/ with respect to various La sensibilidad de los / "" / con respecto a varios
parameters are given as following: parámetros se dan de la siguiente manera:
s'c*v s'c v *
M M
(U) (U)
„/.. "/ ..
1 1
^2 ^ 2
^ 4 ^ 4
Sn Sn
(15) (15)
(16) (16)
171 171
Page 3 Página 3
- l - L
2V 2V
M M
K K
3 3
' '
V V
<pi pi <
J J
<r <R
'-•1 * ml '- • 1 ml *
8ml 8ml
(17) (17)
(18) (18)
(19) (19)
(20) (20)
2F 2F
where K donde K
Z Z
' is trans-conductance parameter »Se trans-conductancia parámetro
(,UC,) (UC),
for M2. para M2.
The sensitivity analysis carried out using p8pice circuit El análisis de sensibilidad realizados mediante circuito p8pice
simulator shows that the variations in output current due simulador muestra que las variaciones en la corriente de salida por
to the change in input variables are almost negligible. al cambio en las variables de entrada son casi insignificantes.
F. Temperature eflects F. Temperatura eflects
Temperature analysis gives the relationship análisis de la temperatura da la relación
between I entre I
mt mt
and temperature. y la temperatura. For a MOSFET the Para un MOSFET de la
temperature dependent parameters are the mobility Q temperatura de los parámetros dependientes de la movilidad Q
and threshold voltage v y el umbral de tensión v
t t
which are given as: que se dan como:
p p
(T)=p (T) = p
O O
T- T-
3 3
' '
2 2
• •
. .
(22) (22)
V V
t t
(T) = v (T) = v
t t
(T (T
o o
)-a(TT )-Un TT (
o o
) )
(22) (22)
where p(T donde p (T
0 0
)=400 cm'V's" and a=2.3mVl°C. ) = 400 cm'V "y a = 2.3mVl ° C.
Assuming the temperature changes in AV, to be Suponiendo que los cambios de temperatura en AV, que se
neghgible (a neghgible (un
n n
=a = A
t t
,), we get the fractional temperature ,), Obtenemos la temperatura fraccional
coefficient (TC coeficiente (TC
f f
) as: ) Como:
TC TC
f f
(I,,,)--1.5 (I ,,,)-- 1,5
(23) (23)
From eq. De la ecuación. (23) TC,(l (23) TC, (l
mJ mJ
equals -5Wppm/"C at 300 es igual-5Wppm / "C a 300
K, which is fairly low value for current sources. K, que es de bajo valor bastante para las fuentes actuales.
1.5 1,5
1 1
s s
1.0 1,0
las Las
I Yo
0.0 0,0
1-Co 1-Co
•2 • 2
- PIT - PIT
iventiom iventiom
iposedL\ \ IposedL

• •
1 1
2 2
0.0 0,0
0.1 0,1
0.2 0,2
0.3 0,3
0.4 0,4
0.5 0,5
Input current in mA Corriente de entrada en mA
 Inputvoltagecharactemtics 3 Inputvoltagecharactemtics
0.5 0,5
0.5 0,5
0.3 0,3
0.2 0,2
0.1 0,1
0.0 0,0
0.0 0,0
0.5 0,5
0.1 0,1
0.2 0,2
0.3 0,3
0.4 0,4
Input current in mA Corriente de entrada en mA
Fig. La figura. 4 Current transfer characteristics Características de transferencia actual 4
in. Simulation results pulg resultados de la simulación
The proposed circuits were simulated for 0.8-pn Los circuitos propuestos fueron simulados para 0,8-pn
technology with level 3 parameters with transistor aspect tecnología con los parámetros de nivel 3 con el aspecto de transistores
ratios of table I. I coeficientes de la tabla I.
brssl brssl
and IbtasZwere taken to be lO0pA y IbtasZwere toma como lO0pA
Table I Transistors' aspect ratios (WL) I Transistores aspecto "relaciones de la tabla (WL)
MOSFETs MOSFETs
M1,M2 M1, M2
M3 M3
M4 M4
M5 M5
M6 M6
M7.M8 M7.M8
M9 M9
TYPE TIPO
NMOS NMOS
NMOS NMOS
PMOS OGP
PMOS OGP
NMOS NMOS
PMOS OGP
PMOS OGP
CMs CM
1,2,3,4 1,2,3,4
3,4 ' 3,4 '
2,3,4 2,3,4
3,4 3,4
4 4
4 4
4 4
Aspect ratios Las relaciones de aspecto
CW/L) uni/um CW / L) uni / um
48/1.6 48/1.6
48/0.8 • • 48/0.8
12 /0.8 12 / 0,8
12 /0.8 12 / 0,8
4.8/1.6 4.8/1.6
48 /0.8 48 / 0,8
0.8/16 0.8/16
and 10 pA respectively and the supply voltage of f 1.OV y 10 pA respectivamente, y la tensión de alimentación de f 1.OV
were assumed. fueron asumidas. The small signal input impedance for the La pequeña señal de impedancia de entrada para el
03 03
1 1
u u
• •
-1s -1s
1— No cimpt 1 - No cimpt
2-OnlyR 2-OnlyR
3-OnlyC 3-OnlyC
4-kandi; 4-kandi;
isation ción
2 2
10 10
100 100
loo0 loo0
loo00 loo00
Frequency in MHz Frecuencia en MHz
Fig. La figura. 5 EEct of Compensation on bandwidth 5 EEct de Compensación del ancho de banda
circuit was found to be 650 R. The small signal output circuito se encontró en 650 R. La pequeña señal de salida
impedance is 3.0 MR for Z,, of 100 pA and reduces to impedancia es de 3.0 MR de Z,, de 100 pA y se reduce a
172 172

850 kiZ when I,, increases to 500 PA. The v,, versus I 850 kiz cuando yo,, aumenta a 500 PA. V El,, frente a lo
in en
clmcteristics is shown in Fig. clmcteristics se muestra en la figura. 3 in which the coinparison 3 en la que el coinparison
between both the structures are shown. entre ambos se muestran las estructuras. Clearly, v,, is Es evidente que v,, es
lower by 0.8 V when compared with conventional CM. inferior en 0,8 V en comparación con CM convencionales.
Current trader climcteristics are given in Fig. comerciante climcteristics actual se dan en la figura. 4. 4. The El
effect of various compensations on bandwidth is shown efecto de las compensaciones diferentes de ancho de banda se muestra
IV. IV. Application in VZ converter Aplicación en el convertidor de VZ
The proposed VI converter is shown in Fig. La propuesta de convertidor VI se muestra en la figura. 6 in 6 en
which MI alidW2 are assumed to be operating in MI alidW2 que se supone que operan en
saturation, The output current i saturación, la salida de corriente i
c c
will then be the a continuación, será el
difference of i diferencia de i
Dl DI
and i y yo
D2 D2
and is given by y está dada por
i yo
C C
"P2v "P2V
d d
d(y d (y
n n
-v -V
t t
n) n)
(24) (24)
and for y para
& Y
= D = D
p p
2= A V 2 = A V
M M
=V V =
llt LLT
-V -V
n n
, li , Li
n n
2=V 2 = V
tn tn
-V and Vdp- -V y VDP-
VSs, ic varies linearly with K,,, Tlie scaling of the trans- VSS, IC varía linealmente con K,,, Tlie ampliación de la red transeuropea
conductance can be done by appropriate selection of p conductancia se puede hacer una selección adecuada de p
and/or supply voltages. y / o tensiones de alimentación.
Vin Vin
Simulation Simulación
lin lin
Vss Vss
Fig. La figura. 6. 6.
Results Resultados
PMOS OGP
Vdd Vdd
X X
LVCM LVCM
• lou t • t LOU
lout+ + Patán
Iin Een
+ lou t + T LOU
I Yo
NMOS LVCM NMOS LVCM
1 1
Proposed VI converter Propuesto VI convertidor
P-Spice simulations were carried out for aspect P-Spice simulaciones se llevaron a cabo para el aspecto
ratios of 7.2 pnd0.8 pi and 24 pndO.8 pni for M1 and ratios de 7,2 pnd0.8 pi y pndO.8 PNI 24 para M1 y
M2 respectively. M2, respectivamente. I,,, versus input voltage characteristics Yo,,, frente a las características de entrada de voltaje
is depicted in Fig. se representa en la figura. 7 in which its rail to rail input voltage 7 en el que su barra de tensión de entrada por ferrocarril
swing capability is evident. capacidad de oscilación es evidente. The ac characteristics of the Las características de la corriente alterna
proposed trans-conductor is shown in Fig. propone trans-conductor se muestra en la figura. 8. 8.
V. Conclusion V. Conclusión
A LVCM with high input and output voltage Un LVCM con entrada de alta tensión de salida y
0.5 0,5
0.0 0,0
-0.3 -0,3
.1 0 0.1 0
- " " " - "" "
-1.0 . -1,0.
a 5 un 5
0.0 0,0
0.5 0,5
Input voltage in volts Tensión de entrada en voltios
 VI characteristics of the proposed VI converter 7 VI características de la propuesta de convertidor V
http://translate.google.co.ve/translate?hl=es&langpair=en|es&u=http://citeseerx.ist.psu.edu/viewdoc/download%3Fdoi%3D10.1.1.130.379%26rep%3Drep1%26type%3Dpdf
Nerio ramirez

Un alto rendimiento para los diseños de espejo de corriente de baja tensión

Un alto rendimiento para los diseños de espejo de corriente de baja tensión
A high performance current mirror for low voltage designs Un alto rendimiento para los diseños de espejo de corriente de baja tensión
SS Rajput* and SS Jamuar Rajput * SS y SS Jamuar
Department of Electrical Engineering, Indian Institute of Technology. Departamento de Ingeniería Eléctrica, Instituto Indio de Tecnología. Hauz Khas. Hauz Khas. DELHI - 110016 DELHI - 110016
*E-inail; * E-INAIL;
Abstract Resumen
A novel current mirror, having high input and Una novela espejo actual, con aportación de alto y
output voltage wing capabiliy and which can operate at tensión de salida del ala capabiliy y que puede operar a
31.0 V supply, is proposed P-SPICE simulations confirm Suministro de 31,0 V, se propone P-SPICE simulaciones confirman
the input current range of I ,u4 to 500 ,u4 with 2 GHz el actual rango de entrada de I, u4 a 500, con 2 GHz u4
bandwidth, Resistive and capacitive compensation are , Resistiva y capacitiva de compensación de ancho de banda se
introduced to increase the bandwidth. introdujo para aumentar el ancho de banda.
I. Introduction I. Introducción
Recently, low power (LV) and low voltage (LP) Recientemente, energía baja (LV) y baja tensión (NA)
analog and mixed mode circuits lad gained importance. y se mezcla el modo analógico muchacho circuitos más importancia. It Lo
is predicted that these circuits will require power supplies Se prevé que estos circuitos se requieren fuentes de alimentación
of 1 V or less | [I] in future. 1 V o menos [| de la I] en el futuro. LP and thereby LV is the LP y por lo tanto es el LV
ultimate goal to reduce power consumption in peripheral objetivo final de reducir el consumo de energía en las regiones periféricas
system such as the one required for instruments cooling. sistema como el requerido para los instrumentos de refrigeración.
A current tthor (CM) is an integral part of all Un tthor actual (CM) es una parte integrante de todos los
analog VLSI circuits, All CMs reported so far [2-5] analógica circuitos VLSI, Todos los CMs comunicadas hasta la fecha [2-5]
though have high output voltage signal swings, they aunque tienen gran potencia de la señal oscilaciones de tensión, que
require a minimum input voltage (v,,,) of at least one requieren un voltaje mínimo de entrada (v,,,) de al menos un
threshold (V umbral (V
t t
4.75V). 4.75V). This voltage is due to the Esta tensión se debe a la
traditional diode connected contigumtion of the input diodo tradicionales relacionadas contigumtion de la entrada
MOSFET in almost all CMs. MOSFET en casi todos los CMS. In those LV applications in En aquellas aplicaciones en LV
whch large input voltage (v,,) swings are required, a gran tensión de entrada whch (v,,) se requieren cambios, una
conventional CM with nunimwn v,, of 0.75V becomes CM convencionales con v nunimwn, de 0.75V se convierte en
unsuitable. inadecuado. This generates a need to investigate into new Esto genera una necesidad de investigar en nuevos
circuit teclmiques for designing LVCMs with high signal teclmiques circuito para el diseño de LVCMs con señal de alta
swings botli at the input and output nodes. botli cambios en la entrada y salida de los nodos. A few LVCM A pocos LVCM
topologies have been reported [G-7]. topologías se han reportado [G-7]. They use either level Ellos usan ya sea a nivel
shifter approach or a bulk driven MOSFETs [I] and palanca de cambios o un planteamiento impulsado a granel MOSFETs [I] y
suffer either from low input current range (1, sufren ya sea de la corriente de entrada de gama baja (1,
4 4
50 pA) or 50 Pa) o
low bandwidth (400 MHz). ancho de banda bajo (400 MHz).
In this paper, we present a novel LVCM which En este artículo se presenta una novela que LVCM
lave v,, of €0.8 V for I v lava,, de € 0,8 V I para
l l
n ranging from I pA to 500 pA. It n que van desde la I a 500 pA pA. Se
has high output impedance (R tiene una impedancia de salida de alta (R
ou ou
pl.O Mn). pl.O Mn).
Resistive Resistiva
18.91 and capacitive compensation are used for improving 18,91 y compensación capacitiva se utilizan para mejorar la
the bandwidth. el ancho de banda. with the ultlinate bandwidth of 2.0 GHz. con el ancho de banda de 2,0 GHz ultlinate.
II. II. CM structures CM estructuras
A Conventional CM structures Un CM estructuras convencionales
A conventional CM is shown in Fig. Un CM convencional se muestra en la figura. 1. 1. M1 is used M1 se utiliza
in diode connected configuration and v,, is required to conectados en configuración de diodo y V,, es necesario para
pump Ii, into the input port. bomba de II, en el puerto de entrada. Here, v,, depends solely on Aquí, v,, depende únicamente de
the biasing conditions of MI, which operates in las condiciones de polarización de infarto de miocardio, que opera en
saturationmode. saturationmode. Its trans-conductance (g Su transconductancia (g
ml ml
) decides the ) Decide el
input inipedance (R,,). For this structure vi,, is given by inipedance de entrada (R,,). Por esta vi estructura, está dada por
Lower limit of v Límite inferior de v
i yo
, is restricted to TV , Se limita a la televisión
M1 M1
lout V gamberro V
M2 M2
Vss Vss
Fig.1 Conventional CM Fig. 1 CM convencionales
B. Proposed LVCM structure B. Proyecto de estructura LVCM
The proposed LVCM (Fig. 2) uses MI and M2 as La propuesta de LVCM (Fig. 2) utiliza como MI y M2
in Fig. en la figura. 1. 1. The level shifter M4 is operated in sub El cambiador de nivel M4 se opera en el África
threshold region by selecting low bias current I umbral de la región mediante la selección de corriente bajo el sesgo que
blosl blosl
. .
Second level shifter M5 provides suitable bias to M3, Segundo nivel de M5 palanca de cambios ofrece sesgo adecuado a M3,
which is used to enhance the output impedance (R,,). I,, que se utiliza para aumentar la impedancia de salida (R,,). Yo,,
flowing through MI is transferred to M2. R,,,, R,, and v,, fluye a través de MI se transfiere a M2. R,,,, R, y V,,
are given by están dadas por
v..= .\H/s. v. .=. \ H / s. + AV. AV +.
L L
-\V - V \
r r
\ \
(2) (2)
(3) (3)
(4) (4)
g g
m4 m4
, g , G
mi mi
have tener
Sdl Sdl
where /), g&, g donde /), g &, g
d3 d3
, g , G
i4 i4
, g , G
ds ds
, g , G
ml ml
, g , G
m2 m2
, ,
usual meanings and V significado usual y V
x x
is given as : se da como:
170 170
Page 2 Página 2
(5 ) (5)
The mini " output voltage of the proposed El mini "tensión de salida de la propuesta de
LVCM is given by LVCM viene dada por
v v
ou ou
, (min) « VftHrif+V&nnQ (Min) "VftHrif + V & nnQ
(6) (6)
For sufficiently high g1 (Iz"O.001) and ilnity dc Por lo suficientemente alta g1 (Iz "O.001) y CC ilnity
gain, current transfer can be given as: ganancia, la transferencia de corriente puede ser la siguiente:
(7) (7)
Sd\ Sd \
Fig. La figura. 2. 2. Proposed LVCM Propuesto LVCM
C. Compensation techniques C. Compensación técnicas
R R
g g
enhances the frequency response [8,9]. mejora la respuesta de frecuencia [8,9].
Comparison of eq. La comparación de la ecuación. (23) with the standard second order (23) con la norma de segundo orden
equation yields the damping factor 4, as: los rendimientos de la ecuación el factor de atenuación 4, como:
0.5 0,5
1 + 1 +
Sd\Sl Sd \ Sl
(-' gdi (- "Gdi
^ ^
S S
d\ d \
(8) (8)
(9) (9)
For R Para R
g g
= 0 Q g =cc (eq. 28) and £ is infinite and = 0 g = Q cc (ec. 28) y £ es infinito y
the system operates in over damped mode. el sistema funciona en más de amortiguamiento modo. Decrease in gl Disminución de los gl
forces 4 to move towards 1 resulting the system to move 4 fuerzas para avanzar hacia un resultado del sistema para mover
towards critically damped inode and the bandwidth hacia críticamente amortiguado inodo y el ancho de banda
improves. mejora. As g1 decreases further, system enters into Como g1 disminuye aún más, el sistema entra en
under damped mode, which results in overshoots in en el modo de amortiguamiento, que se traduce en rebasamiento de la
frequency response. respuesta en frecuencia. The value of gl for maxiinurn El valor de gl para maxiinurn
bandwidth without overshoots is given as: ancho de banda sin rebasamiento se da como:
o / ^ ll o / ll ^
lSm4 lSm4
n n
Sd\ „•, Sd \ "•,
(10) (10)
With additional external capacitance (G Con capacidad adicional externa (G
) )
(Fig. (Fig.
2), effective input capacitance (G,,) decreases (eq. 9) 2), capacidad de entrada efectiva (G,,) disminuye (ec. 9)
which enhances the bandwidth. que mejora el ancho de banda.
D. Offset current D. Desplazamiento actual
I Yo
o o
f f
i yo
,,, is the most critical factor in LVCMs and sets ,,, Es el factor más crítico en LVCMs y establece
the lower limit for el límite inferior para
I Yo
,. Due M4, the gates of M1 and M2 ,. M4 Due, las puertas de M1 y M2
are not at reference potential even when 11,, is zero. no son posibles en la referencia, aun cuando 11,, es cero. The El
gate of M2 is at elevated voltage and its drain voltage puerta de la M2 es elevada a la tensión y la tensión de drenaje
depends on externally applied voltage (the drain voltage depende de la tensión aplicada externamente (la tensión de drenaje
of MI is decided by I,,). de infarto de miocardio se decide por I,,). Hence a sub threshold current Por lo tanto un umbral actual sub
will flow in M2 when I,,, equals zero. fluirá en M2 cuando yo,,, es igual a cero. This current is Esta corriente es
known as offset current, and is given by conocido como desplazamiento actual, y está dada por
(11) (11)
Eq. La ecuación. (11) indicates that Io& (11) indica que Io &
c c
, can be tailored , Se puede adaptar
according to the designers' need through the appropriate de acuerdo a los diseñadores necesitan a través de la adecuada
selection of W, and L. Threshold voltage mismatch AV, selección de W, y L. Umbral desfase tensión AV,
(=V (V =
tp tp
- Vt,,) depends on particular CMOS technology. - V,,) depende de la tecnología CMOS en particular. Even Incluso
if the threshold voltages of PMOS and NMOS are si las tensiones umbral de OGP y son NMOS
matched I,flSetcan not be reduced to zero. emparejado I, flSetcan no se reducen a cero. The lower limit El límite inferior
of the lortM is de la lortM es
j j
- -
W W
2 2
" 4 "4
* *
j j
l l
bias\ \ Sesgo
DO* NO *
Appropriate values for WIL of M2 and M4 and Los valores apropiados para WIL de M2 y M4 y
low I bajo que
bluS Blus
l ensure lower I l garantizar inferior I
oet oet
. .
E. Sensitivity unulysk E. Sensibilidad unulysk
In case of proposed LVCM, sensitivity analysis is En el caso de la propuesta de LVCM, el análisis de sensibilidad es
used to ascertain the effects of variations in input utilizados para determinar los efectos de las variaciones en la entrada
parameters and process parameters like Ib parámetros y los parámetros de proceso como Ib
ior ior
l, V,, WIL, and l, V,, WIL, y
AV, of PMOS and NMOS, over its performance. I AV, de OGP y NMOS, sobre su rendimiento. I
Ou Ou
I when I cuando
MI and M2 operate in saturation region is given as: MI y M2 operan en la región de saturación se da como:
The sensitivities of /„„/ with respect to various La sensibilidad de los / "" / con respecto a varios
parameters are given as following: parámetros se dan de la siguiente manera:
s'c*v s'c v *
M M
(U) (U)
„/.. "/ ..
1 1
^2 ^ 2
^ 4 ^ 4
Sn Sn
(15) (15)
(16) (16)
171 171
Page 3 Página 3
- l - L
2V 2V
M M
K K
3 3
' '
V V
<pi pi <
J J
<r <R
'-•1 * ml '- • 1 ml *
8ml 8ml
(17) (17)
(18) (18)
(19) (19)
(20) (20)
2F 2F
where K donde K
Z Z
' is trans-conductance parameter »Se trans-conductancia parámetro
(,UC,) (UC),
for M2. para M2.
The sensitivity analysis carried out using p8pice circuit El análisis de sensibilidad realizados mediante circuito p8pice
simulator shows that the variations in output current due simulador muestra que las variaciones en la corriente de salida por
to the change in input variables are almost negligible. al cambio en las variables de entrada son casi insignificantes.
F. Temperature eflects F. Temperatura eflects
Temperature analysis gives the relationship análisis de la temperatura da la relación
between I entre I
mt mt
and temperature. y la temperatura. For a MOSFET the Para un MOSFET de la
temperature dependent parameters are the mobility Q temperatura de los parámetros dependientes de la movilidad Q
and threshold voltage v y el umbral de tensión v
t t
which are given as: que se dan como:
p p
(T)=p (T) = p
O O
T- T-
3 3
' '
2 2
• •
. .
(22) (22)
V V
t t
(T) = v (T) = v
t t
(T (T
o o
)-a(TT )-Un TT (
o o
) )
(22) (22)
where p(T donde p (T
0 0
)=400 cm'V's" and a=2.3mVl°C. ) = 400 cm'V "y a = 2.3mVl ° C.
Assuming the temperature changes in AV, to be Suponiendo que los cambios de temperatura en AV, que se
neghgible (a neghgible (un
n n
=a = A
t t
,), we get the fractional temperature ,), Obtenemos la temperatura fraccional
coefficient (TC coeficiente (TC
f f
) as: ) Como:
TC TC
f f
(I,,,)--1.5 (I ,,,)-- 1,5
(23) (23)
From eq. De la ecuación. (23) TC,(l (23) TC, (l
mJ mJ
equals -5Wppm/"C at 300 es igual-5Wppm / "C a 300
K, which is fairly low value for current sources. K, que es de bajo valor bastante para las fuentes actuales.
1.5 1,5
1 1
s s
1.0 1,0
las Las
I Yo
0.0 0,0
1-Co 1-Co
•2 • 2
- PIT - PIT
iventiom iventiom
iposedL\ \ IposedL

• •
1 1
2 2
0.0 0,0
0.1 0,1
0.2 0,2
0.3 0,3
0.4 0,4
0.5 0,5
Input current in mA Corriente de entrada en mA
 Inputvoltagecharactemtics 3 Inputvoltagecharactemtics
0.5 0,5
0.5 0,5
0.3 0,3
0.2 0,2
0.1 0,1
0.0 0,0
0.0 0,0
0.5 0,5
0.1 0,1
0.2 0,2
0.3 0,3
0.4 0,4
Input current in mA Corriente de entrada en mA
Fig. La figura. 4 Current transfer characteristics Características de transferencia actual 4
in. Simulation results pulg resultados de la simulación
The proposed circuits were simulated for 0.8-pn Los circuitos propuestos fueron simulados para 0,8-pn
technology with level 3 parameters with transistor aspect tecnología con los parámetros de nivel 3 con el aspecto de transistores
ratios of table I. I coeficientes de la tabla I.
brssl brssl
and IbtasZwere taken to be lO0pA y IbtasZwere toma como lO0pA
Table I Transistors' aspect ratios (WL) I Transistores aspecto "relaciones de la tabla (WL)
MOSFETs MOSFETs
M1,M2 M1, M2
M3 M3
M4 M4
M5 M5
M6 M6
M7.M8 M7.M8
M9 M9
TYPE TIPO
NMOS NMOS
NMOS NMOS
PMOS OGP
PMOS OGP
NMOS NMOS
PMOS OGP
PMOS OGP
CMs CM
1,2,3,4 1,2,3,4
3,4 ' 3,4 '
2,3,4 2,3,4
3,4 3,4
4 4
4 4
4 4
Aspect ratios Las relaciones de aspecto
CW/L) uni/um CW / L) uni / um
48/1.6 48/1.6
48/0.8 • • 48/0.8
12 /0.8 12 / 0,8
12 /0.8 12 / 0,8
4.8/1.6 4.8/1.6
48 /0.8 48 / 0,8
0.8/16 0.8/16
and 10 pA respectively and the supply voltage of f 1.OV y 10 pA respectivamente, y la tensión de alimentación de f 1.OV
were assumed. fueron asumidas. The small signal input impedance for the La pequeña señal de impedancia de entrada para el
03 03
1 1
u u
• •
-1s -1s
1— No cimpt 1 - No cimpt
2-OnlyR 2-OnlyR
3-OnlyC 3-OnlyC
4-kandi; 4-kandi;
isation ción
2 2
10 10
100 100
loo0 loo0
loo00 loo00
Frequency in MHz Frecuencia en MHz
Fig. La figura. 5 EEct of Compensation on bandwidth 5 EEct de Compensación del ancho de banda
circuit was found to be 650 R. The small signal output circuito se encontró en 650 R. La pequeña señal de salida
impedance is 3.0 MR for Z,, of 100 pA and reduces to impedancia es de 3.0 MR de Z,, de 100 pA y se reduce a
172 172

850 kiZ when I,, increases to 500 PA. The v,, versus I 850 kiz cuando yo,, aumenta a 500 PA. V El,, frente a lo
in en
clmcteristics is shown in Fig. clmcteristics se muestra en la figura. 3 in which the coinparison 3 en la que el coinparison
between both the structures are shown. entre ambos se muestran las estructuras. Clearly, v,, is Es evidente que v,, es
lower by 0.8 V when compared with conventional CM. inferior en 0,8 V en comparación con CM convencionales.
Current trader climcteristics are given in Fig. comerciante climcteristics actual se dan en la figura. 4. 4. The El
effect of various compensations on bandwidth is shown efecto de las compensaciones diferentes de ancho de banda se muestra
IV. IV. Application in VZ converter Aplicación en el convertidor de VZ
The proposed VI converter is shown in Fig. La propuesta de convertidor VI se muestra en la figura. 6 in 6 en
which MI alidW2 are assumed to be operating in MI alidW2 que se supone que operan en
saturation, The output current i saturación, la salida de corriente i
c c
will then be the a continuación, será el
difference of i diferencia de i
Dl DI
and i y yo
D2 D2
and is given by y está dada por
i yo
C C
"P2v "P2V
d d
d(y d (y
n n
-v -V
t t
n) n)
(24) (24)
and for y para
& Y
= D = D
p p
2= A V 2 = A V
M M
=V V =
llt LLT
-V -V
n n
, li , Li
n n
2=V 2 = V
tn tn
-V and Vdp- -V y VDP-
VSs, ic varies linearly with K,,, Tlie scaling of the trans- VSS, IC varía linealmente con K,,, Tlie ampliación de la red transeuropea
conductance can be done by appropriate selection of p conductancia se puede hacer una selección adecuada de p
and/or supply voltages. y / o tensiones de alimentación.
Vin Vin
Simulation Simulación
lin lin
Vss Vss
Fig. La figura. 6. 6.
Results Resultados
PMOS OGP
Vdd Vdd
X X
LVCM LVCM
• lou t • t LOU
lout+ + Patán
Iin Een
+ lou t + T LOU
I Yo
NMOS LVCM NMOS LVCM
1 1
Proposed VI converter Propuesto VI convertidor
P-Spice simulations were carried out for aspect P-Spice simulaciones se llevaron a cabo para el aspecto
ratios of 7.2 pnd0.8 pi and 24 pndO.8 pni for M1 and ratios de 7,2 pnd0.8 pi y pndO.8 PNI 24 para M1 y
M2 respectively. M2, respectivamente. I,,, versus input voltage characteristics Yo,,, frente a las características de entrada de voltaje
is depicted in Fig. se representa en la figura. 7 in which its rail to rail input voltage 7 en el que su barra de tensión de entrada por ferrocarril
swing capability is evident. capacidad de oscilación es evidente. The ac characteristics of the Las características de la corriente alterna
proposed trans-conductor is shown in Fig. propone trans-conductor se muestra en la figura. 8. 8.
V. Conclusion V. Conclusión
A LVCM with high input and output voltage Un LVCM con entrada de alta tensión de salida y
0.5 0,5
0.0 0,0
-0.3 -0,3
.1 0 0.1 0
- " " " - "" "
-1.0 . -1,0.
a 5 un 5
0.0 0,0
0.5 0,5
Input voltage in volts Tensión de entrada en voltios
 VI characteristics of the proposed VI converter 7 VI características de la propuesta de convertidor V
http://translate.google.co.ve/translate?hl=es&langpair=en|es&u=http://citeseerx.ist.psu.edu/viewdoc/download%3Fdoi%3D10.1.1.130.379%26rep%3Drep1%26type%3Dpdf

El transistor de espejo de corriente

El transistor de espejo de corriente

The current mirror active load is a way to accomplish high gain for a single stage differential amplifier. El espejo de corriente de carga activa es una manera de lograr de alta ganancia para un amplificador diferencial de fase única. The NPN transistors Q1 and Q2 shown make up the differential amplifier and Q3 and Q4 (PNP) make up the current mirror. Los transistores NPN Q1 y Q2 se muestra que el amplificador diferencial y Q3 y Q4 (PNP) conforman el espejo de corriente. The current mirror acts as the collector load and provide a high effective collector load resistance, increasing the gain. El espejo de corriente actúa como colector de la carga y proporcionan una alta resistencia efectiva carga del colector, el aumento de la ganancia. Such a device can produce a gain of 5000 or more with no load, but drops precipitously with loading. Tal dispositivo puede producir una ganancia de 5000 o más sin carga, pero cae precipitadamente con la carga. It is used in feedback loops and as a comparator. Se utiliza en circuitos de retroalimentación y como elemento de comparación. Current mirrors are used in the 741 op-amp . Espejos de corriente se utilizan en la op-amp 741 .

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espejos de corriente

The voltage dropped across the diode probably won't be 0.7 volts exactly. La caída de tensión en el diodo probablemente no será exactamente 0,7 voltios. The exact amount of forward voltage dropped across it depends on the current through the diode, and the diode's temperature, all in accordance with the diode equation. La cantidad exacta de tensión directa cayó a través de ella depende de la corriente por el diodo, y la temperatura del diodo, todo ello de acuerdo con la ecuación del diodo. If diode current is increased (say, by reducing the resistance of R bias ), its voltage drop will increase slightly, increasing the voltage drop across the transistor's base-emitter junction, which will increase the emitter current by the same proportion, assuming the diode's PN junction and the transistor's base-emitter junction are well-matched to each other. Si la corriente del diodo es mayor (por ejemplo, mediante la reducción de la resistencia de polarización R), su caída de tensión aumentará ligeramente, aumentando la caída de tensión en el transistor de base-emisor de unión, que aumentará la corriente de emisor en la misma proporción, suponiendo que el diodo unión PN y la base-emisor del transistor de unión son idénticos entre sí. In other words, transistor emitter current will closely equal diode current at any given time. En otras palabras, emisor del transistor actual de cerca la igualdad de corriente del diodo en un momento dado. If you change the diode current by changing the resistance value of R bias , then the transistor's emitter current will follow suit, because the emitter current is described by the same equation as the diode's, and both PN junctions experience the same voltage drop. Si cambia la corriente del diodo cambiando el valor de la resistencia de polarización R, entonces la corriente de emisor del transistor será lo mismo, porque la corriente de emisor es descrito por la misma ecuación que el diodo, y ambas uniones PN experimentar la misma caída de tensión.
Remember, the transistor's collector current is almost equal to its emitter current, as the α ratio of a typical transistor is almost unity (1). Recuerde, el colector del transistor actual es casi igual a su corriente de emisor, como la relación entre α de un transistor típico es casi la unidad (1). If we have control over the transistor's emitter current by setting diode current with a simple resistor adjustment, then we likewise have control over the transistor's collector current. Si tenemos el control de corriente de emisor del transistor mediante el establecimiento de corriente del diodo con una resistencia de ajuste simple, entonces también tiene control sobre colector del transistor actual. In other words, collector current mimics, or mirrors , diode current. En otras palabras, la corriente de colector imita, o espejos, corriente del diodo.
Current through resistor R load is therefore a function of current set by the bias resistor, the two being nearly equal. resistencia de carga a través de R actual es por tanto una función de la corriente establecida por la resistencia de polarización, puesto que ambos son casi iguales. This is the function of the current mirror circuit: to regulate current through the load resistor by conveniently adjusting the value of R bias . Esta es la función del circuito espejo de corriente: para regular la corriente a través de la resistencia de carga por conveniente ajustar el valor de sesgo R. Current through the diode is described by a simple equation: power supply voltage minus diode voltage (almost a constant value), divided by the resistance of R bias . Actual a través del diodo es descrito por una ecuación simple: menos tensión de alimentación de tensión del diodo (casi un valor constante), dividido por la resistencia de polarización R.
To better match the characteristics of the two PN junctions (the diode junction and the transistor base-emitter junction), a transistor may be used in place of a regular diode, as in Figure below (a). Para una mejor adecuación a las características de las dos uniones PN (el diodo de unión y la unión base-emisor del transistor), un transistor se puede utilizar en lugar de un diodo normal, como en la figura a continuación (a).









Current mirror circuits. espejo de los circuitos actuales.
Because temperature is a factor in the "diode equation," and we want the two PN junctions to behave identically under all operating conditions, we should maintain the two transistors at exactly the same temperature. Debido a que la temperatura es un factor en la ecuación "diodo," y queremos que las dos uniones PN de comportarse de forma idéntica en todas las condiciones, debemos mantener los dos transistores exactamente a la misma temperatura. This is easily done using discrete components by gluing the two transistor cases back-to-back. Esto se hace fácilmente usando componentes discretos, pegando los dos casos transistor back-to-back ". If the transistors are manufactured together on a single chip of silicon (as a so-called integrated circuit , or IC ), the designers should locate the two transistors close to one another to facilitate heat transfer between them. Si los transistores se fabrican conjuntamente en un único chip de silicio (como una llamada de circuitos integrados de tal, o IC), los diseñadores deben localizar los dos transistores cerca uno del otro para facilitar la transferencia de calor entre ellos.
The current mirror circuit shown with two NPN transistors in Figure above (a) is sometimes called a current-sinking type, because the regulating transistor conducts current to the load from ground ("sinking" current), rather than from the positive side of the battery ("sourcing" current). El circuito espejo actual se muestra con dos transistores NPN en la figura anterior (a) a veces se denomina un tipo de pozos actuales, ya que el transistor de regulación conduce la corriente a la carga desde el suelo ("hundimiento" actual), más que por el lado positivo de la batería ("sourcing" actual). If we wish to have a grounded load, and a current sourcing mirror circuit, we may use PNP transistors like Figure above (b). Si queremos tener una carga de tierra y un circuito de corriente de abastecimiento espejo, podemos usar transistores PNP al de la figura anterior (b).
While resistors can be manufactured in ICs, it is easier to fabricate transistors. Mientras que las resistencias pueden ser fabricados en circuitos integrados, es más fácil de fabricar transistores. IC designers avoid some resistors by replacing load resistors with current sources. diseñadores IC evitar algunas resistencias mediante la sustitución de resistencias de carga con fuentes de corriente. A circuit like an operational amplifier built from discrete components will have a few transistors and many resistors. Un circuito como un amplificador operacional construido a partir de componentes discretos tendrá unos pocos transistores y resistencias de muchos. An integrated circuit version will have many transistors and a few resistors. Una versión de circuito integrado tendrá muchos transistores y algunas resistencias. In Figure below One voltage reference, Q1, drives multiple current sources: Q2, Q3, and Q4. En la Figura a continuación una tensión de referencia, Q1, varias unidades de las fuentes actuales: Q2, Q3, y Q4. If Q2 and Q3 are equal area transistors the load currents I load will be equal. Si Q2 y Q3 son area transistores iguales las corrientes de carga que la carga será igual. If we need a 2•I load , parallel Q2 and Q3. Si necesitamos un • 2 me carga, Q2 y Q3 paralelas. Better yet fabricate one transistor, say Q3 with twice the area of Q2. Mejor aún fabricar un transistor, por ejemplo la Q3 con el doble del área de Q2. Current I3 will then be twice I2. I3 actual a continuación, será el doble de I2. In other words, load current scales with transistor area. En otras palabras, la carga de escalas de corriente con el área del transistor.






Multiple current mirrors may be slaved from a single (Q1 - R bias ) voltage source. actual espejos múltiples pueden ser esclavo de un Q1 - R sesgo tensión) fuente (único.
Note that it is customary to draw the base voltage line right through the transistor symbols for multiple current mirrors! Tenga en cuenta que existe la costumbre de señalar a la tensión de la línea base derecha a través de los símbolos del transistor para múltiples espejos de corriente! Or in the case of Q4 in Figure above , two current sources are associated with a single transistor symbol. O en el caso de Q4 en la figura anterior , dos fuentes de corriente se asocian con un símbolo solo transistor. The load resistors are drawn almost invisible to emphasize the fact that these do not exist in most cases. Las resistencias de carga se basa casi invisible para enfatizar el hecho de que estos no existen en la mayoría de los casos. The load is often another (multiple) transistor circuit, say a pair of emitters of a differential amplifier, for example Q3 and Q4 in "A simple operational amplifier" , Ch 8 . La carga suele ser otro (múltiple) circuito de transistor, por ejemplo un par de emisores de un amplificador diferencial, por ejemplo, Q3 y Q4 en "Un amplificador operacional simple" , capítulo 8 . Often, the collector load of a transistor is not a resistor but a current mirror. A menudo, la carga del colector de un transistor no es una resistencia sino un espejo de corriente. For example the collector load of Q4 collector , Ch 8 is a current mirror (Q2). Por ejemplo, la carga del colector del colector Q4 , Cap 8 es un espejo de corriente (Q2).
For an example of a current mirror with multiple collector outputs see Q13 in the model 741 op-amp , Ch 8 . Para un ejemplo de un espejo de corriente con salidas de colector múltiple ver en el modelo Q13 op-amp 741 , Cap 8 . The Q13 current mirror outputs substitute for resistors as collector loads for Q15 and Q17. El sustituto Q13 salidas de corriente espejo para resistencias de carga como colector de Q15 y Q17. We see from these examples that current mirrors are preferred as loads over resistors in integrated circuitry. Vemos en estos ejemplos que los espejos actuales son preferidos como cargas por encima de resistencias en los circuitos integrados.

Nerio Ramirez

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espejo de corriente

espejo de corriente

Espejos de corriente
An often-used circuit applying the bipolar junction transistor is the so-called current mirror , which serves as a simple current regulator, supplying nearly constant current to a load over a wide range of load resistances. Un circuito a utilizar con frecuencia la aplicación del transistor de unión bipolar es la llamada corriente de espejo, de modo, que sirve como un regulador de corriente simple, el suministro de corriente constante para cerca de una carga sobre una amplia gama de resistencias de carga.
We know that in a transistor operating in its active mode, collector current is equal to base current multiplied by the ratio β. Sabemos que en un transistor que operan en su modo activo, la intensidad de colector es igual a la corriente de base multiplicado por el coeficiente β. We also know that the ratio between collector current and emitter current is called α. También sabemos que la relación entre la corriente de colector y emisor actual se llama α. Because collector current is equal to base current multiplied by β, and emitter current is the sum of the base and collector currents, α should be mathematically derivable from β. Debido a la intensidad de colector es igual a la corriente de base multiplicado por β, y la corriente de emisor es la suma de la base y de colector, α debe ser matemáticamente derivable de β. If you do the algebra, you'll find that α = β/(β+1) for any transistor. Si lo hace el álgebra, usted encontrará que α = β / (β +1) para cualquier transistor.
We've seen already how maintaining a constant base current through an active transistor results in the regulation of collector current, according to the β ratio. Hemos visto ya cómo mantener una base de corriente constante a través de un transistor de resultados activo en la regulación de la corriente de colector, de acuerdo a la relación β. Well, the α ratio works similarly: if emitter current is held constant, collector current will remain at a stable, regulated value so long as the transistor has enough collector-to-emitter voltage drop to maintain it in its active mode. Bueno, la relación α funciona de manera similar: si la corriente de emisor se mantiene constante, la corriente de colector se mantendrá en un valor estable, regulado, siempre que el transistor tiene suficiente caída de colector-emisor de tensión para mantenerlo en su modalidad activa. Therefore, if we have a way of holding emitter current constant through a transistor, the transistor will work to regulate collector current at a constant value. Por lo tanto, si tenemos una forma de explotación corriente de emisor constante a través de un transistor, el transistor trabajará para regular la corriente de colector a un valor constante.
Remember that the base-emitter junction of a BJT is nothing more than a PN junction, just like a diode, and that the "diode equation" specifies how much current will go through a PN junction given forward voltage drop and junction temperature: Recuerde que la unión base-emisor de un BJT no es más que una unión PN, como un diodo, y que la ecuación "diodo" especifica cuánta corriente pasará a través de una unión PN dado hacia adelante caída de voltaje y temperatura de la unión:



















If both junction voltage and temperature are held constant, then the PN junction current will be constant. Si ambos tensión de la unión y la temperatura se mantiene constante, entonces la unión PN actual será constante. Following this rationale, if we were to hold the base-emitter voltage of a transistor constant, then its emitter current will be constant, given a constant temperature. A raíz de esta lógica, si tuviéramos que mantener la tensión base-emisor de un transistor constante, entonces su corriente de emisor será constante, ya una temperatura constante. (Figure below ) (Figura a continuación )


















Constant V BE gives constant I B , constant I E , and constant I C . Constante V BE da constante I B, E I constante, y constante I C.
This constant emitter current, multiplied by a constant α ratio, gives a constant collector current through R load , if enough battery voltage is available to keep the transistor in its active mode for any change in R load 's resistance. Este emisor de corriente constante, multiplicada por un coeficiente α constante, da un colector de corriente constante a través de la carga R, si el voltaje de la batería se dispone de suficiente para mantener el transistor en su modo activo para cualquier cambio en la carga R 's la resistencia.
To maintain a constant voltage across the transistor's base-emitter junction use a forward-biased diode to establish a constant voltage of approximately 0.7 volts, and connect it in parallel with the base-emitter junction as in Figure below . Para mantener una tensión constante a través del transistor de unión base-emisor la utilización de un diodo polarizado hacia adelante para establecer una tensión constante de aproximadamente 0,7 voltios, y conectarlo en paralelo con la unión base-emisor como en la figura a continuación.














Diode junction 0.7 V maintains constant base voltage, and constant base current. diodo de unión 0,7 V mantiene tensión de base constante, y la intensidad de base constante.



Nerio Ramirez

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Espejos de Corriente

AMPLIFICADORES DE REALIMENTACIÓN EN CORRIENTE

La principal ventaja de la topología de amplificador realimentación en corriente es la altísima velocidad que proporciona. Desde hace unos años, a pesar de que sólo llegamos a oir hasta 20kHz, muy en contra del diseño tradicional por parte de ingenieros y audiófilos, se ha comprobado que aumentar la velocidad (ancho de bada, slew-rate, tiempos de almacenamiento, retrasos de propagación...) tiene como consecuencia directa una mejora del sonido, de hecho cualquier amplificador de estado sólido de una cierta calidad supera los 10V/µs, aunque el máximo que impone el formato digital 44kHz, 16bit es de aproximadamente 1V/µS.

En los diseños que se basan o se apoyan en la realimentación negativa, la velocidad es una medida de gran importancia sobre cómo de rápido se podrán llegar a corregir los errores que ellos mismos crean. Normalmente los parámetros de un amplificador empeoran a medida que crece la frecuencia y también la capacidad de corregirlo, por dos motivos: el menor factor de realimentación (causado por la compensación en frecuencia) y el menor margen de velocidad del que dispone el amplificador sobre la señal.

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TOPOLOGÍA.

Los amplificadores de realimentación en corriente (CFB-current feedback), son la alternativa en ciertas aplicaciones a los tradicionales amplificadores de realimentación en voltaje (VFB), más correctamente llamados amplificadores operacionales, a pesar de que éste término se use habitualmente para referirse a los IC amplificadores. Incluso a los amplificadores CFB integrados se les denomina comúnmente op-amp.

Sus aplicaciones son las mismas que las de un amplificador operacional, básicamente, amplificar. Pero sus características no lo son, y es esta la principal diferencia. Hacen lo mismo pero de distinta manera.

Poseen dos entradas, + y -, como los amplificadores operacionales, y poseen una salida que amplifica la diferencia de tensión entre + y -. La salida es una fuente de voltaje de baja impedancia, como en los op-amp. La diferencia es que la entrada - tiene una impedancia idealmente cero, en contraposición con la impedancia de entrada idealmente infinita de los op-amp convencionales.
   

Circuito equivalente de un amplificador CFB
Ganancia y ancho de banda.

Este diseño permite el uso de realimentación, si se compensa en frecuencia para la ganancia deseada. Como los op-amp. Pero la otra diferencia es que la ganancia en lazo cerrado de la etapa no determina en absoluto el ancho de banda, como en los op-amp. Las únicas limitaciones están causadas por la capacidad parásita de diversos componentes, en conjunto con la resistencia de realimentación.
   

GBP amplificador VFB

El ancho de banda lo delimita únicamente una resistencia, por lo que podemos extender el ancho de banda idealmente hasta el infinito.

En el mundo real hay restricciones, y vienen dadas por que el valor de la impedancia de la entrada - no es cero, y su capacidad de absorver corriente no es infinita, está limitada, depende del buffer empleado pero no suele superar los 100 miliamperios. Por eso no se puede elegir una resistencia de realimentación tan baja como queramos y en algún punto habrá limitación de ganancia.
   

GBP amplificador CFB

En un amplificador VFB, el ancho de banda depende de la ganancia. En un CFB, depende de una resistencia.

Entre la entrada - y un nodo interno de suma importancia existe una capacidad parásita (o no) que es la que compensa en frecuencia al amplificador.

El polo dominante está formado por la resistencia de realimentación y ese condensador. No interviene el efecto Miller, ni se corrige a base de realimentación. Esta es la causa de que la frecuencia "de corte" sea independiente de la ganancia.
   

Ganancia y fase en un Cfb
   

Ganancia y fase en un Vfb

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Esquemas.

Ya en un nivel más electrónico, la topología básica empleada es la mostrada a la derecha.

Se pueden observar los condensadores de compensación (Cc), un buffer de entrada, dos espejos de corriente y un buffer de salida. Esos son los bloques básicos. La topología es simétrica, por lo que se cancelan los armónicos pares. Cada buffer es el conocido buffer de ganancia unidad con Zin infinita y Zout=0 (idealmente)

Ahora en un esquema simplificado con más elementos ideales veremos el funcionamiento (abajo):
   

 La corriente causada por la diferencia de tensión entre el nodo N1 y la salida del amplificador saldría habitualmente de la tensión de alimentación. Pero en ese punto hay un espejo de corriente que replica la corriente causada por el error. Mediante una carga activa o pasiva, se transforma la corriente en voltaje.

Como una carga activa produciría una ganancia infinita (y eso sabemos que no es posible), se modela la ganancia máxima como una resistencia parásita de valor habitualmente superior a 1MOhm, pero que produce que AV0 no pueda ser infinita..
   

En lazo abierto, la ganancia es RT/RINV.

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MITOS Y REALIDAD.

Existen varios mitos que conviene desmentir primero, y algunas características que se deben puntualizar.
Menos distorsión.

Sobre los amplificadores operacionales integrados de realimentación en voltaje si es asi, pero no sobre la totalidad de los amplificadores de realimentación en voltaje. La diferencia reside en la topología. No es completamente cierto que una tenga menos distorsión que la otra.

Los amplificadores monolíticos de VFB no usan siempre topología supersimétrica ya que la patente de esta técnica (propiedad de Passlabs) no se lo permite. En los amplificadores de realimentación en corriente la topología es siempre simétrica, dado que no estaba protegido por patente y que la técnica supone una mejora en las cifras de distorsión al cancelar armónicos de orden par. Un VFB y un CFB pueden tener más o menos los mismos números de THD bajo circunstancias semejates.

Lo que si es cierto es que como el ancho de banda no depende de la ganancia, son mejores para mayores ganancias.

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Más ruido.

No necesariamente, de hecho el ruido de voltaje es muy semejante a los de los amplificadores convencionales con realimentación en voltaje. Lo que si empeora es el ruido de corriente, puede superar los pA/rt(Hz). En todo caso esto se puede solucionar utilizando una fuente de baja impedancia de salida, y fuera del campo integrado existen amplificadores con buffer de entrada Jfet, que proporciona menores cifras de ruido de corriente, pero menos precisión DC y algo más de ruido de voltaje.

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Menos precisión DC.

Esto si es completamente cierto. La imposbilidad de crear pares complementarios de transistores perfectamente iguales impide esta precisión DC. En todo caso, el error inducido no es alarmante, símplemente impide el uso de este tipo de amplificador en amplificadores de DC, instrumentación y medida. Para señal de audio, con añadir un servo de DC es más que suficiente, el offset de DC queda reducido a 1mV.

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Más velocidad.

También es completamente cierto y salvo amplificadores de VFB que usen lazos internos (o incluso etapas enteras) de realimentación en corriente, no se puede llegar a igualar fácilmente. La realimentación en corriente permite una rápida carga de los condensadores parásitos, especialmente el de compensación basado en el efecto Miller, responsable de la limitación en slew-rate.

En los amplificadores VFB la corriente de la etapa está limitada por una fuente fija, en el momento que se le demande responderá entregando al condensador parásito todo lo que puede dar. Esto produce una carga con pendiente fija (a través de resistencia es exponencial). En un amplificador CFB, esto no ocurre, existe gran libertad para cargar y descargar ese condensador parásito principalmente porque el buffer proporciona toda la corriente necesaria sin entrar en ningún tipo de sobrecarga. Teóricamente no hay limitación en slew-rate, aunque si la hay en una situación real donde las capacidades e impedancias parásitas limitan esta velocidad. En todo caso, se cargan a través de impedancias muy bajas, de menos de 100 Ohm, lo que permite tasas de slew-rate de 2000V/µs en amplificadores de señal y 200V/µs en amplificadores de potencia.

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El futuro.

Los amplificadores de CFB no son en absoluto un experimento. Los fabricantes de amplificadores integrados (Analog Devices y Burr-Brown principalmente) están recomendando la migración a amplficadores CFB para aplicaciones de alta velocidad como tratamiento de la señal de vídeo y otros usos AC, como el audio, filtrado,... Muchos de los fabricantes de etapas high-end también han migrado a esta topología.

El futuro de los amplificadores lineales de audio de potencia, a nivel de mercado, pasa obligatoriamente por esta topología. Todavía no está suficientemente extendida pero ha llegado para quedarse y muy posiblemente para suceder a los de voltaje.

 Nerio Ramirez
http://www.pcpaudio.com/pcpfiles/doc_amplificadores/CFB/CFB.html

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