domingo, 27 de junio de 2010

FUENTES DE CORRIENTE BASICAS

FUENTES DE CORRIENTE BASICAS
Fuente con tensión de referencia Diodo Zener:
Fuentes de corrientes básicas

VCC = 12 V
VZ = 3.9 V
R = 10 K
Rmin = 240
RL = 1 K ó
4,7 K
Q1 = BC557

El diodo zener funcionando en inversa sirve para fijar una tensión que en este caso será la referencia para una fuente de corriente.
En este circuito vamos a observar dos cuestiones: la dependencia de la fuente de corriente con la resistencia R, y el funcionamiento no ideal del Zener. Obtenga las siguientes expresiones generales en función de los parámetros del circuito Vz, R, ... y haciendo las aproximaciones oportunas:


  • IC:


  • Fuentes de corrientes básicas
    Si suponemos que la corriente en de la base del transistor bipolar IB = 0, entonces se cumpliría que la corriente en el colector y en el emisor, del mismo transistor Q1 serian iguales a: IC = IE = I, y de acuerdo con la ley de Kirchoff con respecto a las tensiones tendremos que :
    VCC = I · R + I · Rmin + VEB + VZ
    Por lo que despejando I, quedaría :
    Fuentes de corrientes básicas



  • Valor de resistencia de carga, RL, para el cual deja de funcionar como fuente de corriente.


  • Fuentes de corrientes básicas
    Si tomamos una parte del circuito y aplicamos la ley de Kirchoff relacionada con las tensiones: donde VZ es la tensión en el diodo zener y VCB es la tensión entre los terminales colector y base del transistor Q1. Ahora, para que el circuito deje de funcionar como fuente de corriente para el valor de RL que haga que el transistor pase de activa a saturación entonces se debe cumplir que VBC < 0, por lo que:


  • Regiones de funcionamiento del transistor vs. funcionamiento de la fuente.


  • Para ver como trabaja el transistor, hay que tener en cuenta dos regiones de trabajo del transistor, la activa y la de saturación. Mientras el transistor trabaje en su región activa, la fuente de corriente funcionará, pero cuando el transistor pase a la región de saturación, la fuente de corriente no funcionará.


  • Corriente que circula por el diodo zener (IZ).


  • Fuentes de corrientes básicas
    Si aplicamos la ley de Kirchoff con respecto a las corrientes, en el nudo:
    Por otra parte, si aplicamos la ley de Kirchoff con respecto a las tensiones, en la siguiente parte del circuito:
    En un transistor bipolar cuando funciona en su zona activa, se cumple:
    Para responder a las siguientes cuestiones no olvide consultar con las hojas de características de los componentes:


  • Resistencia de polarización del diodo zener, RZ, que haga cumplir que este se encuentre en la región de funcionamiento adecuada (referencia fija de tensión). Desprecie para ello la corriente de base del transistor.


  • Tomamos el valor aproximado de IZ = 5 mA para la corriente que pasa por el zener. Al estar RZ y VZ en serie tenemos que se tendrá que , por lo que de acuerdo a la ley de Kirchoff con respecto a las tensiones, entonces, tendremos que:


  • Calcule la tensión de referencia fijada por el diodo zener (VZ " cte) cuando la corriente de base (IB) no es despreciable e indique el límite de IB para el cual el diodo zener deja de funcionar en la región adecuada, teniendo en cuenta el valor escogido de RZ.


  • Si aplicamos la ley de Kirchoff con respecto a las corrientes en:


  • Suponiendo que no existe restricciones debidas a la corriente que polariza el diodo zener, calcular los valores de R correspondientes al mínimo y máximo de corriente (Imin, Imax) que puede suministrar la fuente para el valor de Rl dado. Indicar dichos valores de I y de la corriente que circula por el zener (IZ + IB).


  • R(Imin) = 10 K (potenciómetro)
    R(Imax) = 0 K (potenciómetro)
    Por la ley de Kirchoff que aplicamos sobre una parte del circuito:
    Por lo que los valores de Imax = 0.03125 A e Imin = 0.0007324 A
    Hay que tener en cuenta que el valor de Imax es ligeramente superior al máximo que tolera el transistor, por lo que se quemaría.
    UNIVERSIDAD PUBLICA CARLOS III
    DE
    MADRID
    FUENTES DE CORRIENTE BASICAS
    MADRID - 2002
    Fuentes de corrientes básicas
    PABLO R DUQUE M
    17876293
    CAF

    Chips de grafeno

    CHIPS DE GRAFENO



    El reinado del silicio está llegando a su fin. No sufran, ya tiene sustituto y se llama grafeno. En 15 o 20 años ordenadores, móviles, sensores y otros equipos electrónicos serán de este nuevo material, una forma de carbono puro.
    Un equipo de investigación del Instituto Tecnológico de Massachussets (MIT), liderado por el español Tomás Palacios, está fabricando alguno de los primeros aparatos y circuitos electrónicos basados en grafeno, descubierto en 2004 por los científicos Andre Geim y Kostya Novoselov de la Universidad de Manchester.
    Con propiedades entre semiconductor y metal, este nuevo material de una sola capa atómica de espesor revolucionará las telecomunicaciones y la informática al permitir la fabricación de microprocesadores, sensores y sistemas de comunicación mucho más veloces que los actuales. "Uno de los paradigmas de la electrónica es incrementar la frecuencia de las señales eléctricas, para fabricar ordenadores cada vez más rápidos o móviles capaces de transmitir datos a mayor velocidad. "Si con los chips de silicio podríamos llegar como máximo a los 100 GHz de velocidad, usando transistores de grafeno se alcanzaría el terahercio (1 THz). Es decir, 10 veces más", dice este madrileño de 30 años, profesor del MIT.El prototipo de "transistor de grafeno" fue presentado en la reunión anual de la Sociedad Americana de Física en marzo. También se publicará en la Electron Device Letters, la revista más prestigiosa de aparatos eléctronicos de Estados Unidos, en su edición de mayo. Si todo va bien, en dos años saldrán versiones comerciales de estos chips avanzados al mercado.
    El equipo de Palacios no sólo ha fabricado transistores diez veces más rápidos que los de silicio. También aprovecha las propiedades del grafeno para desarrollar aparatos electrónicos que no se podrían fabricar con ningún otro material. Por ejemplo, un multiplicador de frecuencia que "mejorará las comunicaciones inalámbricas y la electrónica de silicio actual, duplicando la capacidad de transmisión de cada chip al que se le añada el multiplicador".



    Palacios es un ingeniero de telecomunicaciones. Con 19 años ya investigaba sobre semiconductores compuestos, como el nitruro de galio, en la Universidad Politécnica de Madrid (UPM). Al año de acabar la carrera, se trasladó a la de California para ampliar estudios. Terminado el doctorado, consiguió plaza de profesor en el departamento de ingeniería electrónica y ciencias de la computación del MIT. Además, empezó a dirigir un equipo de 12 personas en los laboratorios de tecnología de microsistemas del mismo centro tecnológico. Allí han conseguido fabricar los transistores de grafeno capaces de transmitir datos a gran velocidad. También desarrollan un sensor basado en este material que, con sólo apuntar a un alimento, determinará si es fresco.
    El grafeno es carbono en estado puro. Muchos investigadores lo han estudiado de manera teórica durante más de 50 años. Nadie creía que se podían fabricar dispositivos con este material hasta que, en 2004, científicos de la universidad de Manchester (Gran Bretaña) descubrieron cómo obtener grafeno del grafito, el material de la mina del lápiz. "Si pegas y despegas múltiples veces un trozo de celo impregnado con fragmentos de grafito de la mina, acabas obteniendo grafeno: una única capa de átomos de carbono", precisa Palacios.
    El procedimiento era muy rudimentario, pero abrió la puerta para que muchos científicos empezaran a trabajar con el material, cuyas propiedades son "asombrosas y únicas. A nivel mecánico, es el más resistente jamás descubierto. En un futuro, podría permitir la fabricación de cualquier estructura, como coches y aviones, más resistente y ligera. A nivel electrónico, es el de mayor movilidad, cien veces la del silicio, lo que permite acelerar los electrones hasta velocidades muy superiores a las posibles en cualquier otro semiconductor", asegura Palacios.
    Graphene Industries, creada por los descubridores del grafeno, es la única compañía que lo vende. De momento. Varios grupos universitarios y empresas tratan de desarrollar una manera alternativa para obtenerlo, y que sea fácil de producir industrialmente, su principal escollo.
    Jing Kong, colega de Palacios en el MIT, crea obleas enteras de grafeno sobre una superficie de níquel. "Este método es más útil desde el punto de vista comercial, sin embargo la movilidad del grafeno es menor que la que se obtiene pegando y despegando trozos de celo". El investigador, convencido de sus posibilidades, afirma: "Es un material increíble. No sólo revoluciona la electrónica, la informática y las comunicaciones, sino que está cambiando la manera en la que se estudia la física".

    Mini acelerador de partículas

    ¿Le suena el acelerador de partículas del CERN? El complejo, que ocupa kilómetros cuadrados cerca de Ginebra (Suiza), sirve para explorar el mundo de lo infinitamente pequeño para buscar los elementos fundamentales de la materia. Los físicos están tratando de usar el grafeno para fabricar una especie de acelerador en miniatura. "En un fragmento de grafeno de un único centímetro cuadrado es posible realizar muchos de los experimentos que hasta ahora requerían laboratorios como el del CERN".
    Si se convierte en realidad, los científicos podrían buscar el Bosón de Higgs, una partícula elemental hipotética, que aún no ha sido observada, y conocida como la partícula Dios, en un laboratorio que cabe en la yema del dedo.

    Materiales que han cambiado el mundo

    En la naturaleza, los materiales se pueden dividir en tres tipos según cómo conducen la electricidad: los conductores, los aislantes y los semiconductores.
    El cobre fue, es y seguirá siendo un material estratégico, que se emplea desde la antiguedad. Es el metal no precioso (oro, plata) que mejor conduce la electricidad. El cable que permitió transmitir información de un punto a otro por primera vez estaba hecho de este duradero material que se puede reciclar casi ilimitadamente. También utilizan cobre los cables eléctricos, los componentes de numerosos equipos electrónicos y la mayoría de hilos telefónicos que dan acceso a Internet.
    El primer transistor era de germanio, un semiconductor, y fue inventado por John Bardeen, Walter Houser Brattain y William Bradford Shockley en los laboratorios Bell, por lo que recibirían el Premio Nobel. Su desarrollo desembocó en numerosas aplicaciones en el campo de la electrónica, pero fue rápidamente sustituido por el silicio, otro semiconductor mucho más estable y fácil de fabricar. Actualmente, el germanio se emplea en la fabricación de fibra óptica o los equipos de visión nocturna, entre otras aplicaciones.
    Hasta ahora, el mejor material para desarrollar los transistores de los chips es el silicio, el segundo elemento más abundante en la corteza terrestre.
    La región al sur de San Francisco, donde se concentran muchas empresas de informática y electrónica, se conoce como Silicon Valley (Valle del Silicio). Sin embargo, este material, que se obtiene de la arena, no sirve para fabricar emisores de luz como el láser, los LEDs o las señales de tráfico, de ahí que se desarrollaran los semiconductores compuestos, como el arseniuro de galio y el nitruro de galio. Los móviles, por ejemplo, combinan varios chips de silicio, arseniuro de galio y nitruro de galio, entre otros componentes


    PABLO R DUQUE M
    17876293
    CAF

    AVANCES

    Avances en electrónica, el nuevo microchip Cell

    Las grandes empresas electrónicas están desarrollando nuevos productos que llevan un nuevo microchip revolucionario llamado "Cell". IBM, Sony y Toshiba llevan 3 años colaborando en el desarrollo de Cell, pero hasta ahora se han mostrado reacios a divulgar información relacionado con este nuevo avance que podría revolucionar el sector audiovisual. Hace una semana no obstante, anunciaron que Cell permitirá que los ordenadores y productos electrónicos procesen enormes cantidades de contenido digital y vídeo.

    Sony Corp. anunció que comercializará servidores domésticos para sistemas de televisión de banda ancha y alta definición en el año 2006. También está desarrollando una video-consola de próxima generación.

    Los detalles técnicos de este nuevo microchip serán divulgados en el Congreso International Solid State Circuits Conference que se celebra en febrero en San Francisco. Hasta ahora solo se sabe que el nuevo chip está compuesto por un procesador interno de potencia 64 bytes, además de múltiples procesadores internos capaces de manejar aplicaciones de banda ancha, incluyendo juegos de vídeo, películas y otro contenido digital.

    Según el presidente de Sony Computer Entertainment Inc., los aparatos del futuro integrarán banda ancha para procesar enormes cantidades de imágenes de películas e imágenes digitales.

    IBM pretende empezar a fabricar aplicaciones con Cell durante el año que viene en colaboración con Sony, mientras que Toshiba ha dicho que espera lanzar un televisor de alta definición en 2006.


    PABLO R DUQUE M
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    ETAPA DIFERENCIAL CON FUENTE DE CORRIENTE

    Etapa diferencial con fuente de corriente

    La etapa diferencial básica tiene varios facotres que la desvían del comportamiento ideal, que sería amplificar únicamente la diferencia entre las dos entradas.
    La más importante es que amplifica, aunque en menor valor, la tensión no diferencial. Esto es un problema que reduce las prestaciones. Tener una etapa que amplifica una diferencia y no la parte común puede servir por ejemplo para cancelar los ruidos que se inducen en una línea y que tienen el mismo valor o para amplificar señales de sensores que tienen componentes de DC que no interesan.
    Esta habilidad de no amplificar la parte común y sí la diferencial se llama rechazo al modo común (CMRR, common mode rejection ratio), se expresa en dB porque suele ser una cifra alta y se halla mediante la fórmula:
    CMRR=Av(dif)/Av(com)
    CMRR(dB)= 20·log(Av(dif)/Av(com))
    Av(dif) es la ganancia para señales diferenciales y Av(com) la ganancia para señales comunes. Se puede ver que es una proporción entre la amplificación de señal diferencial y la amplificación se señal común.
    Debemos decir que esta cifra tiene una importancia crítica en el comportamineto de la etapa cuando se aplique la realimentación negativa porque va a existir una gran componente de señal común, puede ser entre 20 y 100dB mayor que la componente diferencial. No es una garantía de buen funcionamiento por sí sóla pero es una condición necesaria.
    Veamos porqué: La corriente que pase por R1 será igual a la tensión que caiga entre los emisores de Q1 y Q2 y -Vcc dividida por el valor de R1. Si varía la tensión en las dos bases también variará en los emisores y esto varía la corriente de polarización de esta etapa. Hemos dicho que la suma entre la corriente de las dos ramas es igual al la corriente de R1, Si I(R1) varía, variará la corriente de las ramas y variarán los voltajes de salida.
    Otro problema añadido es que se pueden recoger ruidos de la alimentación. Hemos dicho que la corriente por R1 depende de la tensión de alimentación negativa, -Vcc. Si esta tiene ruido, la corriente también lo tendrá, y la tensión en Rc1 y Rc2 también tendrá ruido. Esto se define mediante otro parámetro llamado PSRR, semejante a CMRR.
    Una mejora muy importante consiste en sustituir la resistencia R1 por una fuente de intensidad, como la de la derecha. De esta manera aumentan CMRR y PSRR. Ahora la etapa es más diferencial. Y esto se consige únicamente haciendo que la corriente de polarización sea independiente de la tensión de los emisores de Q1 y Q2 y de la tensión de alimentación. Cuanto más perfecta sea esta fuente, mayor CMRR y PSRR.
    Es ncesario comentar que el resto de las etapas también influye en PSRR y que no tiene porqué ser igual el rechazo al ruido de la alimentación positiva que el de la alimentación negativa.
    En un circuito de ejemplo con los 2N3904 y 2mA se obtiene un CMRR de 103dB con una fuente de corriente ideal frente a los 54dB que se obtendrían con una resistencia de 7170 Ohm que suministaría la misma corriente de polarización, y con una tensión diferencial de 0.02Vp.




    Pablo Duque
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    DOCUMENTO EN PDF

    En el siguiente enlace se puede observar un documento extenso sobre espejos de corriente y cargas activas


    http://www.scribd.com/doc/14552838/Tema5-Fuentes-de-corriente-y-cargas-activas


    Pablo R Duque M
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    sábado, 26 de junio de 2010

    Espejo de corriente


    Introducción

    Las fuentes de corriente son ampliamente utilizadas en circuitos electronicos integrados como elementos de
    polarizacion y como cargas activas en etapas amplificadoras. Estas fuentes en polarizacion resultan mas
    insensibles a variaciones de las tensiones de polarizacion y de la temperatura, y son mas economicas que los
    elementos resistivos en terminos de area de ocupacion, especialmente cuando las corrientes son bajas. Las
    fuentes de corriente como cargas activas proporcionan resistencias incrementales de alto valor resultando etapas
    amplificadoras con elevada ganancia operando incluso con bajos niveles de tensiones de polarizacion. Asi, la
    ganancia tipica en tension de una etapa en emisor comun es A
    V–hfeRC/hie. Para obtener una gran ganancia,
    debe utilizarse una R
    C muy grande que resulta un solucion inviable en un circuito integrado por dos motivos:
    una resistencia de difusion alta ocupa un area prohibitiva y una R
    C grande tiene una caida de tension muy
    elevada que complicaria la polarizacion del amplificador. Las fuentes de corriente eliminan ambos inconvenientes
    y permiten lograr ganancias del orden de 10.000 en una simple etapa con carga de corriente.

    5.2.- Espejo de corriente bipolar

    La forma mas simple de una fuente de corriente es la basada en un espejo de corriente. El espejo de
    corriente esta constituido por una asociacion de dos transistores identicos que tienen la misma tension V
    BE tal
    como se muestra en la figura 5.1.a. El transistor Q1 esta operando en modo diodo (colector y base
    cortocircuitada) y por ello en numerosas ocasiones se puede ver representado segun el esquema de la figura
    5.1.b. Ambos circuitos se comportan como una fuente de corriente de valor I
    o.
    Pablo R Duque M
    17876293
    CAF



    ESPEJO DE CORRIENTE


    Introducción

    Las fuentes de corriente son ampliamente utilizadas en circuitos electronicos integrados como elementos de
    polarizacion y como cargas activas en etapas amplificadoras. Estas fuentes en polarizacion resultan mas
    insensibles a variaciones de las tensiones de polarizacion y de la temperatura, y son mas economicas que los
    elementos resistivos en terminos de area de ocupacion, especialmente cuando las corrientes son bajas. Las
    fuentes de corriente como cargas activas proporcionan resistencias incrementales de alto valor resultando etapas
    amplificadoras con elevada ganancia operando incluso con bajos niveles de tensiones de polarizacion. Asi, la
    ganancia tipica en tension de una etapa en emisor comun es A
    V–hfeRC/hie. Para obtener una gran ganancia,
    debe utilizarse una R
    C muy grande que resulta un solucion inviable en un circuito integrado por dos motivos:
    una resistencia de difusion alta ocupa un area prohibitiva y una R
    C grande tiene una caida de tension muy
    elevada que complicaria la polarizacion del amplificador. Las fuentes de corriente eliminan ambos inconvenientes
    y permiten lograr ganancias del orden de 10.000 en una simple etapa con carga de corriente.

    5.2.- Espejo de corriente bipolar

    La forma mas simple de una fuente de corriente es la basada en un espejo de corriente. El espejo de
    corriente esta constituido por una asociacion de dos transistores identicos que tienen la misma tension V
    BE tal
    como se muestra en la figura 5.1.a. El transistor Q1 esta operando en modo diodo (colector y base
    cortocircuitada) y por ello en numerosas ocasiones se puede ver representado segun el esquema de la figura
    5.1.b. Ambos circuitos se comportan como una fuente de corriente de valor I
    o.
     

    Definicion de Fuente de corriente

    Las fuentes ideales son elementos utilizados en la teoría de circuitos para el análisis y la creación de modelos que permitan analizar el comportamiento de componentes electrónicos o circuitos reales. Pueden ser independientes, si sus magnitudes (tensión o corriente) son siempre constantes, o dependientes en el caso de que dependan de otra magnitud (tensión o corriente).
    Las fuentes Ideales de tensión o de Corriente NO dependen de la carga que tengan conevctada.
    Las fuentes Reales de tensión o de Corriente, dependen de la carga que tengan conectada.


    Fuente de Corriente ideal: aquella que proporciona una intensidad constante e independiente de la carga que alimente. Si la resistencia de carga es cero se dirá que la fuente está en cortocircuito, y si fuese infinita estaríamos en un caso absurdo, ya que según su definición una fuente de intensidad ideal no puede estar en circuito abierto.

    Cuando dos o más fuentes ideales de Coriente se conectan en paralelo, la corriente resultante es igual a la suma algebraica de las corrientes de cada una de las fuentes. Cuando la conexión se realiza en serie, las corrientes de las fuentes han de ser iguales, ya que en caso contrario se estaría en un caso absurdo.

    Otros caso es el de la fuente de Corriente Real:
    una fuente de corriente real se puede considerar como una fuente de intensidad ideal, Is, en paralelo con una resistencia, Rs, a la que se denomina resistencia interna de la fuente.
    En cortocircuito, la corriente que proporciona es igual a Is, pero si se conecta una carga, RL, la corriente proporcionada a la misma, IL, pasa a ser:

    IL = Is x [{Rs / {RL + Rs}]

    resalto que el valor de IL depende de la carga conectada.

    En la práctica las cargas deberán ser mucho menores que la resistencia interna de la fuente (al menos diez veces) para conseguir que la corriente suministrada no difiera mucho del valor en cortocircuito.

    La potencia se determina multiplicando su intensidad por la diferencia de potencial en sus bornes. Se considera positiva si el punto de mayor potencial está en el terminal de salida de la corriente y negativa en caso contrario.

    Al contrario que la fuente de tensión real, la de intensidad no tiene una clara realidad física, utilizándose más como modelo matemático equivalente a determinados componentes o circuitos.



    Tratando de resumir los conceptos de fuente de corriente ideal y de fuente de corriente real, se tiene:

    * Fuente de corriente ideal es la que tiene una Rint = infinito y produce en la salida una IL = cte.
    * Fuente de corriente real es la que tiene una determinada Rint. En esta hay pérdida de corriente. El resto de la corriente va a la carga que es la que se aprovecha.
    * Fuente de corriente constante es la que tiene una Rint >= 100RL. La corriente que se pierde por la Rint es como mucho el 1 %, aproximadamente a la ideal, que es el 0 %.

    Si tenemos que comparar 2 fuentes de corriente, la mejor será la que tenga una Rint más grande (o sea la más parecida a la ideal, que tiene una Rint = infinito).
    ELABORADO POR : Pablo R Duque
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    A study of different types of current mirrors using polysilicon TFTs /Un estudio de los diferentes tipos de espejos de corriente utilizando TFT de polisilicio

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    2005 J. Phys.: Conf. 2005 J. Phys.: Conf.. Ser. Ser. 10 373 10 373
    (http://iopscience.iop.org/1742-6596/10/1/091) (Http://iopscience.iop.org/1742-6596/10/1/091)
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    Page 2 Página 2
    A study of different types of current mirrors using polysilicon Un estudio de los diferentes tipos de espejos de corriente utilizando polisilicio
    TFTs TFTs
    I Pappas Yo Pappas
    1 1
    , L Nalpantidis , Nalpantidis L
    1 1
    , V Kalenteridis , Kalenteridis V
    1 1
    , S Siskos , Siskos S
    1 1
    , CA Dimitriadis , Dimitriadis CA
    2 2
    , AA , AA
    Hatzopoulos Hatzopoulos
    3 3
    Aristotle University of Thessaloniki, Universidad Aristóteles de Salónica,
    1 1
    Physics Dept., Electronics Lab, 54124, Greece Dpto. Física, Laboratorio de Electrónica, 54124, Grecia
    2 2
    Physics Dept, Solid State Physics Lab, 54124, Greece Departamento de Física, Laboratorio de Física del Estado Sólido, 54124, Grecia
    3 3
    Department of Electrical and Computer Engineering, 54124, Greece Departamento de Ingeniería Eléctrica y Computación, 54124, Grecia
    E-mail: ilpap@auth.gr, lazaros4@auth.gr E-mail: ilpap@auth.gr, lazaros4@auth.gr
    Abstract. Polysilicon thin-film technology has become of great interest due to the demand for Resumen. Polisilicio la tecnología de película fina ha sido de gran interés debido a la demanda de
    large area electronic devices. área de dispositivos electrónicos de gran tamaño. Active Matrix Liquid Crystal Displays (AMLCDs) and Active Matriz Activa las pantallas de cristal líquido (AMLCDs) y Active
    Matrix Organic Light Emitting Displays (AMOLEDs) are among the fields where polysilicon Matrix Organic Light Emitting Muestra (AMOLEDs) son algunos de los campos donde polisilicio
    thin-film transistors (poly-Si TFTs) are most commonly used. Transistores de película delgada (TFT poly-Si) son los más utilizados. Such devices, generally, require Tales dispositivos, por lo general, requieren
    analog signal processing. procesamiento de señales analógicas. This fact makes the performance of basic analog blocks, such as Este hecho hace que el rendimiento de los bloques básicos analógicos, tales como
    current mirrors implemented with poly-Si TFTs, crucial. espejos de corriente a cabo con poli-Si TFT, crucial. This paper examines the performance Este trabajo examina el desempeño
    of various current mirror designs through simulation. de diferentes tipos de espejo de corriente a través de la simulación. Finally, a novel design of a current Por último, un novedoso diseño de una corriente
    mirror is proposed aimed to be used in low voltage applications. espejo se propone apunta a ser utilizados en aplicaciones de baja tensión.
    1. 1. Introduction Introducción
    Thin-film transistors have made large area electronic devices such as AMLCDs and AMOLEDs Transistores de película delgada han hecho zona de dispositivos electrónicos de gran tamaño, como AMLCDs y AMOLEDs
    commercially appealing [1]. atractivo comercial [1]. Despite the similarities with the commonly used MOSFETs, poly-Si A pesar de las similitudes con los utilizados comúnmente MOSFETs, poli-silicio
    TFTs present some important differences. TFTs presentan algunas diferencias importantes. The main reason that causes these differences is that instead La razón principal que causa estas diferencias es que en lugar
    of a single-crystal silicon wafer, a typically heat-sensitive material, usually glass, is used. de un cristal de obleas de silicio-single, un material sensible al calor por lo general, por lo general de vidrio, se utiliza. Such a Tal
    substrate indicates that TFTs lack substrate pin, having only three terminals. sustrato indica que la falta TFTs pin sustrato, con sólo tres terminales. The presence of the La presencia de la
    insulating substrate provides ideal isolation of each device and negligible parasitic capacitances [2]. sustrato aislante proporciona un aislamiento ideal de cada dispositivo y despreciables las capacidades parásitas [2].
    Figure 1. Poly-Si TFT structure Figura 1. Poly-Si TFT estructura
    Figure 2. Cross section of a poly-Si TFT Figura 2. Corte transversal de un poli-Si TFT
    Institute of Physics Publishing Instituto de Física de publicación
    Journal of Physics: Conference Series 10 (2005) 373–376 Journal of Physics: Serie de conferencias 10 (2005) 373-376
    doi:10.1088/1742-6596/10/1/091 doi: 10.1088/1742-6596/10/1/091
    Second Conference on Microelectronics, Microsystems and Nanotechnology Segunda Conferencia sobre Microelectrónica, Microsistemas y Nanotecnología
    373 373
    © 2005 IOP Publishing Ltd © 2005 Editorial PIO Ltd
    Page 3 Página 3
    Devices implemented with this technology demonstrate inferior characteristics, however they make Los dispositivos con esta tecnología aplicadas demuestran características inferiores, sin embargo hacen
    the integration of drive and interface circuitry no the same substrate possible. la integración de la unidad y circuitos de interfaz no sea posible el mismo sustrato. Because of the nature of Debido a la naturaleza de
    the fabrication process, there is a variation in the electrical characteristics of individual TFTs over the el proceso de fabricación, hay una variación en las características eléctricas de TFTs individual durante los
    substrate area [3]. área de sustrato [3]. The major disadvantages of poly-Si TFTs are the large mismatches of the threshold Las principales desventajas de poli-silicio TFT son los grandes desajustes del umbral
    voltage and the mobility of the transistors. tensión y la movilidad de los transistores. These mismatches present no spatial uniformity. Estas diferencias no presentan uniformidad espacial. The El
    threshold voltage varies up to tensión umbral varía hasta
    ± ±
    1V from the nominal value [7]. 1V del valor nominal [7]. Another characteristic that Otra característica que
    deteriorates the performance of poly-Si TFTs is the kink effect [6]. deteriora el desempeño de poli-Si TFT es el efecto torcedura [6]. This effect is mainly originated by Este efecto se debe principalmente originados por
    impact ionization at the drain end of the channel and causes an anomalous increase of the drain current ionización de impacto en el lado del desagüe del canal y provoca un aumento anómalo de la corriente de drenaje
    for relatively high values of the drain to source voltage V para valores relativamente altos de la fuga de voltaje de la fuente V
    gs gs
    as it can be seen in figure 3 [1]. como puede verse en la figura 3 [1]. Lower Inferior
    supply voltages would prevent kink effect from playing a dominant role in the TFTs' saturation tensiones de alimentación se evita el efecto torcedura de jugar un papel dominante en TFTs 'saturación
    region. región. Many different methods to reduce the effect of these disadvantages are proposed [4],[5],[6]. Muchos métodos diferentes para reducir el efecto de estas desventajas se proponen [4], [5], [6].
    Figure 3. Typical output Figura 3. Típicas de salida
    characteristics of a n-channel características de un canal n
    poly-Si TFT at different V poli-Si TFT en diferentes V
    GS GS
    . .
    2. 2. Simulation parameters parámetros de simulación
    The simulation programs used were HSpice and AIM-Spice. Los programas de simulación utilizados fueron HSPICE y AIM-Spice. The poly-Si TFTs were simulated using El poli-Si TFT se simularon utilizando
    the PSIA2 RPI model (level 62 and 16 respectively). el modelo de PSIA2 RPI (nivel 62 y 16, respectivamente). The default values of the model's parameters Los valores por defecto de los parámetros del modelo
    were kept [8] except those specified in table 1 [9] and the width (W) and length (L) parameters that se mantuvieron [8], excepto las especificadas en el cuadro 1 [9] y el ancho (W) y longitud (L) los parámetros que
    were chosen for every design simulated, in order to achieve the optima results. fueron elegidos para cada diseño simulado, con el fin de lograr los resultados óptimos.
    Table 1. TFTs parameters values used in simulation. Cuadro 1. Parámetros TFTs valores utilizados en la simulación.
    High field mobility Alta movilidad sobre el terreno
    MU0 (cm MU0 (cm
    2 2
    /Vs) / Vs)
    Zero-bias threshold voltage Cero de polarización de tensión de umbral
    VTO (V) VTO (V)
    n channel canal n
    100 100
    2 2
    p channel p canal
    50 50
    -3 -3
    3. 3. Simulation results Resultados de la simulación
    The purpose of the simulations was to ascertain the minimum supply voltage needed in order to El objetivo de las simulaciones era comprobar la tensión de alimentación mínima necesaria con el fin de
    operate properly, the input and output resistances of the devices and the relative error between the funciona correctamente, la entrada y salida de las resistencias de los dispositivos y el error relativo entre la
    reference and output current for both equal and unequal transistors threshold voltages. de referencia y la corriente de salida para los dos iguales y desiguales tensiones umbral de transistores. The designs Los diseños
    were implemented using p-channel TFTs. se llevaron a cabo utilizando el canal TFT-p. The effect of the threshold voltage mismatch was taken into El efecto del desequilibrio que existe tensión de umbral se ha tenido en
    account by assuming VTO variations of 1V for each transistor, that means a total 2V difference. cuenta al asumir VTO variaciones de 1V para cada transistor, lo que significa una diferencia total de 2V. The El
    reference input current ranged from 1µΑ to 100µΑ. de referencia actual de entrada osciló entre 1μΑ a 100μΑ.
    The first design examined was the simple current mirror implemented with two poly-Si TFTs as El primer diseño fue examinada la corriente simple espejo a cabo con dos-Si TFT poly como
    shown in figure 4. se muestra en la figura 4. The minimum supply voltage was found to be 10V and the relative error between El voltaje de suministro mínimo se encontró que 10 V y el error relativo entre
    reference input and output current was 16% for no variation of the threshold voltage. de entrada y salida de corriente de referencia fue del 16% sin variación de la tensión umbral. The high value El alto valor
    of the relative error is caused by the different Vds of the transistors. del error relativo es causada por la Vds diferentes de los transistores. Assuming 1V variation from the Suponiendo que la variación de la 1V
    nominal value for the transistors' threshold voltages, the relative error between the input and output valor nominal de «umbral de tensiones de los transistores, el error relativo entre la entrada y salida
    current becomes up to 38%. actual pasa a ser hasta un 38%.
    374 374
    Page 4 Página 4
    Figure 4. Simple current mirror Figura 4. Actuales simple espejo
    Figure 5. Cascode current mirror Figura 5. Cascodo actual espejo
    The second design examined was the cascode current mirror implemented with p-type poly-Si El segundo diseño se examinó la actual espejo cascodo a cabo con p-tipo de poli-silicio
    TFTs, shown in figure 5. TFT, que se muestra en la figura 5. The minimum supply voltage found 20V and the optimum bias voltage -10V. La tensión de alimentación 20V mínimas que se encuentran y la óptima tensión de polarización-10V.
    The relative error between reference input and output current was 10% for common threshold voltages El error relativo entre la entrada y salida de corriente de referencia fue del 10% para tensiones umbral común
    of the transistors used. de los transistores utilizados. The decrease of the relative error was expected since the two transistors La disminución del error relativo que se esperaba desde que los dos transistores
    forming the mirror share an almost identical value of the Vds. formando un espejo de la cuota de valor casi idéntico de la VDS. Assuming 1V variation from the Suponiendo que la variación de la 1V
    nominal value for the transistors' threshold voltages, the relative error between the input and output valor nominal de «umbral de tensiones de los transistores, el error relativo entre la entrada y salida
    current becomes up to 24%. actual pasa a ser hasta un 24%.
    The third design examined was the fully cascode current mirror as shown in figure 6. El tercer diseño fue examinado el actual espejo cascodo plenamente como se muestra en la figura 6. The supply El suministro
    voltage used was 20V and the relative error was no more than 5% for no variation of the threshold tensión utilizada fue 20V y el error relativo no era más que un 5% sin variación del umbral
    voltage. tensión. The result of the assumed non-uniformity of the transistors' threshold voltages was an El resultado de la supuesta falta de uniformidad de «umbral de tensiones de los transistores fue un
    increase of the relative error up to 25%. aumento del error relativo hasta un 25%.
    Figure 6. Fully cascade current mirror Figura 6. Totalmente cascada espejo actual
    Figure 7. Wide swing current mirror Figura 7. Swing amplio espejo actual
    The wide swing current mirror of figure 7 was examined. El columpio de ancho espejo actual de la figura 7 se examinó. The supply voltage used was 20V. La tensión de alimentación utilizada fue 20V. The El
    relative error was found 1,5% for no variation of the threshold voltage. error relativo se encontró un 1,5% por ninguna variación de la tensión de umbral. Taking into account the Teniendo en cuenta la
    variation from the nominal value of the threshold voltages, the relative error found to be up to 15%. variación del valor nominal de las tensiones de umbral, el error relativo encontró que hasta un 15%.
    The complexity, the area and the voltage supply increase is the trade-off for the improvement of La complejidad, la zona y el aumento de tensión de suministro es la compensación para la mejora de
    current mirror performance. rendimiento de espejo de corriente.
    A novel design of a current mirror aimed to be used in low voltage applications is proposed. Un novedoso diseño de una corriente espejo destinado a ser utilizado en aplicaciones de baja tensión se propone. This Esta
    design is shown in figure 8. diseño se muestra en la figura 8. It was chosen C Fue elegido C
    1 1
    =6x10 = 6x10
    -12 -12
    F, C F, C
    2 2
    =3x10 = 3x10
    -12 -12
    F. F.
    Figure 8. Proposed current mirror design Figura 8. Espejo de diseño actual propuesta
    embodying capacitive coupling of the TFTs' que contiene el acoplamiento capacitivo de los TFTs '
    gates puertas
    375 375
    Page 5 Página 5
    Applying the charge conservation law it can be derived that the TFTs' gates are biased so as: La aplicación de la ley de conservación de carga que puede deducirse que TFTs 'puertas están sesgados a fin de:
    V V
    G1 G1
    = V V =
    G2 G2
    = V V =
    bias parcialidad
    2 2
    1 1
    1 1
    C C
    C C
    C C
    + +
    It is evident that the proposed design shares the same topology with the simple current mirror. Es evidente que las acciones de diseño propuesto la misma topología con el espejo actual de simple.
    Appropriate decision of C Adecuada resolución de C
    1 1
    , C , C
    2 2
    and V y V
    bias parcialidad
    values can lead to almost zero threshold voltage transistors, valores puede llevar casi a cero voltaje de transistores umbral,
    because the gate voltage will be set almost equal to the threshold voltage. porque el voltaje de la puerta se fijará casi igual a la tensión de umbral. Therefore transistors can Por lo tanto puede transistores
    operate in the saturation region with very small value of Vds. operan en la región de saturación con poco valor mismo de la VDS.
    The results of the previous simulations are summarized in table 2. Los resultados de las simulaciones anteriores se resumen en el cuadro 2.
    Table 2. Simulations' results summarization Cuadro 2. 'Resultado de simulaciones de compresión
    Minimum Mínimo
    Relative mirroring error reflejo de error relativo
    Current mirror espejo de corriente
    type tipo
    V V
    dd dd
    (V) (V)
    R R
    ΙΝ ΙΝ
    (KΩ) (KΩ)
    R R
    OUT OUT
    (KΩ) (KΩ)
    ∆V ΔV
    T T
    =0 = 0
    ∆V ΔV
    T T
    = =
    ± ±
    1V 1V
    Simple Simple
    15 15
    53.9 53,9
    285 285
    16% 16%
    38% 38%
    Cascode Cascodo
    20 20
    53.9 53,9
    770 770
    10% 10%
    24% 24%
    Full cascode Lleno cascodo
    20 20
    107.8 107,8
    1900 1900
    5% 5%
    25% 25%
    Wide swing Amplia swing
    25 25
    255 255
    802 802
    1.5% 1,5%
    15% 15%
    Proposed Propuesto
    12 12
    88.3 88,3
    833.3 833,3
    4.5% 4,5%
    9% 9%
    4. 4. Conclusions Conclusiones
    A number of current mirrors implemented with poly-Si TFTs were examined. Un número de espejos se están adoptando actualmente con poli-Si TFT fueron examinados. Their performance was Su actuación fue
    found poor in comparison with those implemented with conventional MOSFETs. encontró pobre en comparación con los llevados a cabo con MOSFETs convencionales. However, complex Sin embargo, el complejo
    structures such as the wide swing current mirror, present satisfactory characteristics even for the worst estructuras tales como el swing amplio espejo actual, presentan características satisfactorias para lo peor
    transistors' threshold voltages variation case. transistores 'tensiones umbral caso variación. A novel design has been proposed that can provide a Un novedoso diseño se ha propuesto que puede proporcionar una
    current mirror with practically zero threshold voltage transistors. espejo de corriente con transistores prácticamente cero de tensión de umbral. The behavior of the proposed design El comportamiento del diseño propuesto
    is considered satisfactory considering its simple structure. Se considera satisfactorio teniendo en cuenta su estructura simple.
    5. 5. Acknowledgments Agradecimientos
    The authors would like to thank the ministry of national education and religious affairs for the Los autores desean agradecer al Ministerio de Educación Nacional y Asuntos Religiosos de la
    financial support of the frame PYTHAGORAS. apoyo financiero de la PITÁGORAS marco

    Nerio Ramirez

    El ZDS1009 espejo actual

     se ha desarrollado para la alta del lado de detección de corriente, así como aplicaciones a nivel de traducción. As an alternative, the ZXCT1009T8  is also available as an integrated solution. Como alternativa, el ZXCT1009T8  también está disponible como una solución integrada.

        * Features Características Wide operating voltage range Amplia gama de tensión de servicio
        * Excellent temperature tracking characteristics Excelente temperatura de seguimiento de las características
        * Simplifies circuit implementation Simplifica la implementación de circuitos
        * Only four connections required Sólo cuatro conexiones necesarias

        * Applications Aplicaciones Battery chargers Cargadores de batería
        * DC motor control Control de motores DC
        * Out-rush current sensing Fuera de la corriente de entrada de sensores
        * In-rush current sensing En la fiebre de detección de corriente
    Página 1
    ISSUE 2 - JANUARY 2000 TEMA 2 - enero 2000
    ZDS1009 ZDS1009
    SM-8 COMPLEMENTARY CURRENT MIRROR SM-8 ESPEJO complementarios actuales
    1 1
    FEATURES CARACTERÍSTICAS
    • Excellent Temperature Tracking Characteristics • Excelente Temperatura Características de seguimiento
    • Compact Cost Effective Solution • Compacto solución rentable
    • Simplifies Circuit Implementation • Simplifica la implementación del circuito
    • Broad application base from • Amplia base de la aplicación de
    Single Cell Li-ion High Side Current sense chargers to -Lado de la célula actual Alto sentido de iones Li cargadores único a
    Multi-cell Lead-Acid systems Multi-célula de plomo sistemas
    • Only 4 Connections required • Sólo el 4 conexiones necesarias
    DESCRIPTION DESCRIPCIÓN
    The ZDS1009 current mirror has been developed El ZDS1009 espejo actual se ha desarrollado
    specifically for high side, current sense plus level de alto, con la cara actual más sentido nivel específicamente
    translation applications and as such will find a broad aplicaciones de traducción y, como tal, se encuentra una amplia
    applications base including battery charge aplicaciones de base de carga de la batería incluida
    management, DC motor control and over current gestión, control de motores DC y más actual
    monitoring functions. funciones de vigilancia. It is of particular interest for Es de especial interés para
    current sense applications for feedback purposes in fast sentido de las aplicaciones actuales para fines de retroalimentación en rápido
    battery chargers for Li-Ion cell based systems. cargadores de baterías para celdas de Li-Ion sistemas basados en.
    The device functions by sensing the voltage developed El dispositivo funciona mediante la detección de la tensión desarrollada
    across an external (user defined) high side current a través de un externo (definido por el usuario) de alta corriente lateral
    sense resistor, and by an arrangement of current Resistencia de sentido, y por un arreglo de las actuales
    mirrors refer this sensed voltage, with or without espejos remitir este percibió tensión, con o sin
    multiplication, to a low side referenced signal. multiplicación, a un lado de baja referencia de la señal. This Esta
    signal can then be used, for example, to close the señal puede ser utilizada, por ejemplo, para cerrar la
    control loop to a controller IC, for a DC-DC converter control de lazo a un controlador IC, por un convertidor DC-DC
    providing charge to a battery. proporcionar carga a una batería.
    TYPICAL APPLICATION CIRCUIT CIRCUITO DE APLICACIÓN TÍPICAS
    V V
    IR IR
    R R
    R R
    sense sentido
    2 2
    4 4
    1 1
    = =
    For balance R3=R4 Para R3 R4 = saldo
    eg por ejemplo,
    R2=100m Ω R2 = 100 Ω
    R1=R3=R4=100 Ω R1 = R3 = R4 = 100 Ω
    V V
    sense sentido
    sensitivity = 100mV/A una sensibilidad de 100 mV / A
    SM-8 SM-8
    (8 LEAD SOT223) (8 PLOMO SOT223)
    SCHEMATIC DIAGRAM Diagrama esquemático
    CONNECTION DIAGRAM ESQUEMA DE CONEXIONES
    Page 2 Página 2
    ISSUE 2 - JANUARY 2000 TEMA 2 - enero 2000
    ZDS1009 ZDS1009
    Parameter Parámetro
    Symbol Símbolo
    Min Min
    Max Número máximo de personas
    Unit Unidad
    Conditions Condiciones
    Breakdown Voltage Voltaje de Ruptura
    BV BV
    Y1-X1 Y1-X1
    120 120
    V V
    I Yo
    Y1 Y1
    =100 µ A Μ = 100 A
    Breakdown Voltage Voltaje de Ruptura
    BV BV
    X1-E1 X1-E1
    -30 -30
    V V
    I Yo
    X1 X1
    =-10mA =- 10mA
    Breakdown Voltage Voltaje de Ruptura
    BV BV
    Y1-E3 Y1-E3
    30 30
    V V
    I Yo
    Y1 Y1
    =10mA = 10 mA
    Breakdown Voltage Voltaje de Ruptura
    BV BV
    E1-Y1 E1-Y1
    -12 -12
    V V
    I Yo
    E1 E1
    =-100 µ A =- 100 μ A
    Breakdown Voltage Voltaje de Ruptura
    BV BV
    E2-Y1 E2-Y1
    -6 -6
    V V
    I Yo
    E2 E2
    =-100 µ A =- 100 μ A
    Breakdown Voltage Voltaje de Ruptura
    BV BV
    E3-X1 E3-X1
    12 12
    V V
    I Yo
    E3 E3
    =100 µ A Μ = 100 A
    Breakdown Voltage Voltaje de Ruptura
    BV BV
    E4-X1 E4-X1
    6 6
    V V
    I Yo
    E4 E4
    =100uA = 100uA
    Leakage Fuga
    I Yo
    Y1 Y1
    50 50
    nA nA
    V V
    Y1-X1 Y1-X1
    =100V = 100V
    Leakage Fuga
    I Yo
    X1 X1
    -10 -10
    µ A μ A
    V V
    X1-E1 X1-E1
    =-30V, V =- 30V, V
    y1 y1
    =V V =
    E1 E1
    Leakage Fuga
    I Yo
    Y1 Y1
    10 10
    µ A μ A
    V V
    Y1-E3 Y1-E3
    =30V,V = 30V, V
    X1 X1
    =V V =
    E3 E3
    Leakage Fuga
    I Yo
    E1 E1
    -100 -100
    nA nA
    V V
    E1-Y1 E1-Y1
    =-8V =- 8V
    Leakage Fuga
    I Yo
    E2 E2
    -100 -100
    nA nA
    V V
    E2-Y1 E2-Y1
    =-4V =- 4V
    Leakage Fuga
    I Yo
    E3 E3
    100 100
    nA nA
    V V
    E3-X1 E3-X1
    =8V = 8V
    Leakage Fuga
    I Yo
    E4 E4
    100 100
    nA nA
    V V
    E4-X1 E4-X1
    =4V = 4V
    Input Voltage Entrada de voltaje
    V V
    Y1-E2 Y1-E2
    -1.45 -1,45
    -1.65 -1,65
    V V
    I Yo
    Y1 Y1
    =-1A =- 1A
    Input Voltage Entrada de voltaje
    V V
    Y1-E3 Y1-E3
    1.45 1,45
    1.75 1,75
    V V
    I Yo
    Y1 Y1
    =1A,V = 1A, V
    X1 X1
    =V V =
    Y1 Y1
    Input Voltage Entrada de voltaje
    V V
    X1-E1 X1-E1
    -1.45 -1,45
    -1.75 -1,75
    V V
    I Yo
    X1 X1
    =-1A,V =- 1 A, V
    X1 X1
    =V V =
    Y1 Y1
    Input Voltage Entrada de voltaje
    V V
    X1-E4 X1-E4
    1.45 1,45
    1.65 1,65
    V V
    I Yo
    X1 X1
    =1A = 1A
    Transfer Transferencia
    Characteristic Característica
    V V
    OUT OUT
    0.99 0,99
    1.01 1,01
    V V
    See Fig 1.V Véase la figura 1.v
    CC CC
    =5V = 5V
    R1=R3=R4=100 Ω , V R1 = R3 = R4 = 100 Ω, V
    IN EN
    =1V = 1V
    Transfer Transferencia
    Characteristic Característica
    V V
    OUT OUT
    1 1
    mV mV
    See Fig 1.V Véase la figura 1.v
    CC CC
    =5V = 5V
    R1=R3=R4=100 Ω , V R1 = R3 = R4 = 100 Ω, V
    IN EN
    =5mV = 5mV
    Output Zero-Offset Salida Cero Offset
    Voltage Voltaje
    V V
    OFFSET OFFSET
    4 4
    mV mV
    See Fig 2.V Véase la figura 2.v
    CC CC
    =5V,R = 5 V, R
    2 2
    <1 Ω <1 Ω
    R1=R3=R4=100 Ω R1 = R3 = R4 = 100 Ω
    ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS. ABSOLUTA máximas indicadas.
    PARAMETER PARÁMETRO
    SYMBOL SÍMBOLO
    VALUE VALOR
    UNIT UNIDAD
    Maximum Operating Voltage Tensión máxima de servicio
    V V
    y1-x1 y1-x1
    120 120
    V V
    Maximum Voltage (E1-E2,E3-E4) Tensión máxima (E1-E2, E3-E4)
    V V
    EE' EE '
    10 10
    V V
    Peak Pulse Current Corriente de pico impulsos
    I Yo
    M M
    4 4
    A Un
    Continuous Current (E1-E4,E2-E3) Corriente Continua (E1-E4, E2-E3)
    I Yo
    C C
    1 1
    A Un
    Total Power Dissipation at T Disipación de energía total en T
    amb amb
    = 25°C* = 25 ° C *
    P P
    tot tot
    2 2
    W W
    Operating and Storage Temperature Range Y rango de temperatura de almacenamiento
    T T
    j j
    :T : T
    stg libras
    -55 to +150 -55 A 150
    °C ° C
    * The power which can be dissipated assuming the device is mounted in a typical manner on a PCB with copper * El poder que se puede disipar suponiendo que el dispositivo está montado de una manera típica en una PCB con el cobre
    equal to 2 inches square. igual a 2 pulgadas cuadradas.
    ELECTRICAL CHARACTERISTICS (at T Características eléctricas (en T
    amb amb
    =25°C) = 25 ° C)
    2 2
    Page 3 Página 3
    ISSUE 2 - JANUARY 2000 TEMA 2 - enero 2000
    ZDS1009 ZDS1009
    Figure 1 Figura 1
    Transfer Characteristic Test Circuit Prueba de transferencia del circuito Características
    Figure 2 Figura 2
    Output Zero-Offset Voltage Test Circuit Salida-Offset Voltaje Cero Circuito de prueba
    3 3
    Vo Vo
    l l
    t t
    a una
    g g
    e e
    T T
    r r
    a una
    n n
    s s
    f f
    e e
    r r
    10m 10m
    Vin - Input Voltage (V) Vin - La tensión de entrada (V)
    Frequency (Hz) Frecuencia (Hz)
    Phase Change v Frequency Response Cambio de fase v Respuesta de frecuencia
    Pha Pha
    s s
    e e
    C C
    h h
    a una
    nge ESN
    ( (
    Degr Degr
    ees) EEE)
    360 360
    240 240
    220 220
    Voltage Transfer v Frequency Response Transferencia de voltaje v Respuesta de frecuencia
    Frequency (Hz) Frecuencia (Hz)
    100 100
    Vo Vo
    l l
    t t
    a una
    g g
    e e
    T T
    r r
    a una
    n n
    s s
    f f
    e e
    r r
    0.50 0,50
    V V
    cc cc
    - Supply Voltage(V) - La tensión de suministro (V)
    Voltage Transfer v Supply Voltage Transferencia de voltaje V Voltaje de alimentación
    Vo Vo
    l l
    t t
    a una
    g g
    e e
    T T
    r r
    a una
    n n
    s s
    f f
    e e
    r r
    0.95 0,95
    +25°C +25 ° C
    R = 10 R = 10
    1k 1k
    R = 100 R = 100
    R = 1 k R = 1 k
    0.7 0,7
    200 200
    180 180
    5 5
    10 10
    15 15
    20 20
    25 25
    30 30
    35 35
    0 0
    1.00 1,00
    1.05 1,05
    1.10 1,10
    1.15 1,15
    1.20 1,20
    100m 100m
    1 1
    10 10
    0.8 0,8
    0.9 0,9
    1.0 1,0
    1.1 1,1
    1.2 1,2
    1.3 1,3
    R = 10 R = 10
    R = 100 R = 100
    R = 1 k R = 1 k
    0.60 0,60
    0.70 0,70
    0.80 0,80
    0.90 0,90
    1.00 1,00
    R = 10k R = 10k
    R = 1k R = 1k
    1k 1k
    10k 10k
    100k 100k
    1M 1M
    260 260
    280 280
    300 300
    320 320
    340 340
    10k 10k
    100k 100k
    1M 1M
    Vin = 0.1V Vin = 0,1 V
    Voltage Transfer v Input Voltage Transferencia de tensión de voltaje de entrada v
    R = 100 R = 100
    R = 10k R = 10k
    R = 1k R = 1k
    R = 100 R = 100
    Vcc=5V Vcc = 5V
    +25°C +25 ° C
    Vin = 1V Vin = 1V
    Vcc = 5V Vcc = 5V
    VAC = 0.1V VAC = 0,1 V
    T = 25°C T = 25 ° C
    Vin = 1V Vin = 1V
    Vcc = 5V Vcc = 5V
    VAC = 0.1V VAC = 0,1 V
    T = 25°C T = 25 ° C
    TYPICAL CHARACTERISTICS CARACTERÍSTICAS TÍPICAS
    TEST CIRCUITS PRUEBA DE CIRCUITOS
    Page 4 Página 4
    ISSUE 2 - JANUARY 2000 TEMA 2 - enero 2000
    ZDS1009 ZDS1009
    4 4
    Vo Vo
    l l
    t t
    a una
    g g
    e e
    - -
    ( (
    V V
    ) )
    100µ 100μ
    0 0
    0.2 0,2
    0.4 0,4
    Temperature (°C) Temperatura (° C)
    -55 -55
    Vo Vo
    l l
    t t
    a una
    g g
    e e
    ( (
    V V
    ) )
    1m 1m
    V V
    ce ce
    (V) - Collector-Emitter Voltage (V) (V) --tensión de colector emisor (V)
    Curr Curr
    ent ent
    T T
    ransfer ransferencia
    0.95 0,95
    I Yo
    in en
    - Input Current (A) - Corriente de entrada (A)
    Vo Vo
    l l
    t t
    a una
    g g
    e e
    - -
    ( (
    V V
    ) )
    100µA 100μA
    0.4 0,4
    +25°C +25 ° C
    Vin Vin
    1mA 1mA
    100µA 100μA
    Vcutoff Vcutoff
    0.1 0,1
    -60 -60
    Vcutoff Vcutoff
    0.4 0,4
    0.6 0,6
    0.8 0,8
    1mA 1mA
    10mA 10mA
    100mA 100mA
    1A 1A
    0.6 0,6
    0.8 0,8
    1.0 1,0
    1.2 1,2
    1.4 1,4
    1m 1m
    10m 10m
    100mA 100mA
    1A 1A
    0.6 0,6
    0.8 0,8
    1.0 1,0
    1.2 1,2
    1.4 1,4
    Vin Vin
    Vcutoff Vcutoff
    1 1
    10 10
    100 100
    0.96 0,96
    0.97 0,97
    0.98 0,98
    0.99 0,99
    1.00 1,00
    1.01 1,01
    1.02 1,02
    1.03 1,03
    1.04 1,04
    1.05 1,05
    1 1
    10 10
    1.05 1,05
    1.04 1,04
    1.03 1,03
    1.02 1,02
    1.01 1,01
    1.00 1,00
    0.99 0,99
    0.98 0,98
    0.97 0,97
    0.96 0,96
    0.95 0,95
    V V
    ce ce
    - Collector-Emitter Voltage(V) --Tensión de colector emisor (V)
    Curr Curr
    ent ent
    T T
    ransfer ransferencia
    10mA 10mA
    100µA 100μA
    1mA 1mA
    10mA 10mA
    Vin Vin
    -35 -35
    -15 -15
    5 5
    25 25
    45 45
    65 65
    85 85
    105 125 105 125
    Vcutoff Vcutoff
    Vin Vin
    -40 -20 -40 -20
    0 0
    20 20
    40 40
    60 60
    80 100 120 80 100 120
    1.0 1,0
    1.2 1,2
    1.4 1,4
    1.6 1,6
    I Yo
    in en
    - Input Current (A) - Corriente de entrada (A)
    +25°C +25 ° C
    1.6 1,6
    1.4 1,4
    1.2 1,2
    1.0 1,0
    0.8 0,8
    0.6 0,6
    0.4 0,4
    0.2 0,2
    0 0
    Temperature (°C) Temperatura (° C)
    Iin = 1mA Een = 1mA
    Iout = 0.95mA Is = 0.95mA
    Iin = 1mA Een = 1mA
    Iout = 0.95mA Is = 0.95mA
    Vo Vo
    l l
    t t
    a una
    g g
    e e
    ( (
    V V
    ) )
    +25°C +25 ° C
    25 C 25 C
    Current Transfer v Vce Transferencia actual Vce v
    Input/Cutoff Voltage v I Entrada / v de voltaje de corte I
    in en
    Input/Cutoff Voltage v I Entrada / v de voltaje de corte I
    in en
    Input/Output Voltage v Temperature Entrada / salida de voltaje v Temperatura
    Input/Output Voltage v Temperature Entrada / salida de voltaje v Temperatura
    Current Transfer v Vce Transferencia actual Vce v
    Iout = 0.95Iin Is = 0.95Iin
    Iout = 0.95Iin Is = 0.95Iin
    NPN NPN
    NPN NPN
    NPN NPN
    PNP PNP
    PNP PNP
    PNP PNP
    TYPICAL CHARACTERISTICS CARACTERÍSTICAS TÍPICAS
    Page 5 Página 5
    ISSUE 2 - JANUARY 2000 TEMA 2 - enero 2000
    ZDS1009 ZDS1009
    5 5
    Zetex plc. Zetex plc.
    Fields New Road, Chadderton, Oldham, OL9 8NP, United Kingdom. Nueva carretera Campos, Chadderton, Oldham, OL9 8NP, Reino Unido.
    Telephone: (44)161 622 4422 (Sales), (44)161 622 4444 (General Enquiries) Teléfono: (44) 161 622 4422 (Ventas), (44) 161 622 4444 (consultas generales)
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    Zetex GmbH Zetex GmbH
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    3510 Metroplaza, Tower 2 Metroplaza 3510, Torre 2
    agents and distributors in agentes y distribuidores en
    D-81673 München D-81673 München
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    major countries world-wide los principales países en todo el mundo
    Germany Alemania
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    Internet:http://www.zetex.com Internet: http://www.zetex.com
    This publication is issued to provide outline information only which (unless agreed by the Company in writing) may not be used, applied or reproduced Esta publicación está concebida para proporcionar únicamente información resumida que (salvo que se acuerde por la Compañía por escrito) no puede ser utilizado, aplicada o reproducida
    for any purpose or form part of any order or contract or be regarded as a representation relating to the products or services concerned. para cualquier fin o forma parte de ningún pedido o contrato o ser considerada como una representación en relación con los productos o servicios en cuestión. The Company La Compañía
    reserves the right to alter without notice the specification, design, price or conditions of supply of any product or service. se reserva el derec
    Nerio ramirez

    switch interruptor

    does not affect V no afecta a V
    dd dd
    . . So, we reduce a cascade transis- Así, se reduce una cascada de transistores-
    tor. tor. Moreover, we can see there is no current flowing Por otra parte, podemos ver que no hay corriente que fluye
    through the switch, which will reduce the switch noise. a través del interruptor, lo que reducirá el ruido del interruptor.
    Fig. La figura. 3 shows how the same functionality can be achieved 3 muestra cómo la misma funcionalidad que se puede lograr
    by SCM mixer using four switched-current-mirrors. por mezclador de SCM con cuatro de conmutación de corriente espejos. For Para
    canceling the strong output signal at the LO frequency, this cancelación de la señal de salida fuerte en la frecuencia de LO, esta
    mixer is the double-balanced version. mezclador es el equilibrado doble versión. For a switched cur- Para una conmutación de act-
    rent mirror, just like Fig. espejo de alquiler, al igual que la figura. 2(a), the current mirror, com- 2 (a), el espejo actual, com-
    posed of M que plantea de M
    1 1
    (whose width to length ratio equals to M/L ), (Cuyo ancho es igual al cociente de la longitud de M / L),
    M M
    2 2
    (whose width to length ratio equals to aM/L ), has an (Cuyo ancho es igual al cociente de la longitud de AM / L), tiene una
    adjusted linear I (I) characteristic. lineales Ajusté (I) característica. M M
    2 2
    is either switched on es o encendido
    to the V a la V
    g s1 g s1
    by M por M
    3 3
    (controlled by V (Controlada por V
    LO LO
    ) or switched off. ) O apagado. Thus, Por lo tanto,
    effectively, current mirror works, if switch (M efectivamente, espejo de las obras en curso, si el interruptor (M
    3 3
    ) is on, and ) Está encendido, y
    the other way around. a la inversa. Now, if switch_1 and switch_4 is Ahora bien, si es switch_1 y switch_4
    on, ( i en, (i
    if si
    +) is equal to a ( i +) Es igual a uno (i
    if si
    +), and ( i +), Y (i
    if si
    -)is equal to a ( i -) Es igual a uno (i
    if si
    -). -). If Si
    switch_2 and switch_3 is on, ( i switch_2 y switch_3 está encendido, (i
    if si
    +) is equal to a ( i +) Es igual a uno (i
    if si
    -), and -), Y
    ( i (I
    if si
    -) is equal to a ( i -) Es igual a uno (i
    if si
    +). +).
    For differential current input Por diferencia de la corriente de entrada
    ( ) ()
    ( ) ()
    t t
    i yo
    i yo
    rf rf
    rf rf
    rf rf
    ϖ π
    cos cos
    ) )
    ( (
    = =
    − -
    − -
    = =
    + +
    (1) (1)
    For SCM mixer Por mezclador de SCM
    ( ) ( ) () ()
    [ [
    ] ]
    ( ) ( ) () ()
    [ [
    ] ]
    [ [
    ] ]
    [ [
    ] ]
    ( ) ()
    + +
    × ×
    × ×
    = =
    × ×
    − -
    − -
    + +
    × ×
    = =
    − -
    − -
    + +
    = =
    rf rf
    lo lo
    lo lo
    rf rf
    rf rf
    if si
    if si
    o o
    i yo
    t t
    a una
    t t
    i yo
    i yo
    a una
    i yo
    i yo
    i yo
    ϖ π
    ϖ π
    cos cos
    sgn SGN
    2 2
    cos cos
    sgn SGN
    (2) (2)
    Here Aquí
    [ [
    ] { ] (
    ( (
    ) )
    ∑ Σ
    ∞ ∞
    = =
    > >
    + +
    < <
    − -
    = =
    1 1
    cos cos
    4/ 4 /
    2/ 2 /
    sin pecado
    0 0
    cos cos
    :1 : 1
    0 0
    cos cos
    :1 : 1
    cos cos
    sgn SGN
    t t
    n n
    n n
    n n
    t t
    t t
    t t
    lo lo
    lo lo
    lo lo
    lo lo
    ϖ π
    π π
    π π
    ϖ π
    ϖ π
    ϖ π
    (3) (3)
    Therefore, Por lo tanto,
    ( (
    ) )
    ( (
    ) )
    ( (
    ) )
    [ [
    ] ]
    t t
    n n
    t t
    n n
    n n
    n n
    a una
    i yo
    rf rf
    lo lo
    rf rf
    lo lo
    o o
    ϖ π
    ϖ π
    ϖ π
    ϖ π
    π π
    π π
    − -
    + +
    + +
    = =
    ∑ Σ
    ∞ ∞
    cos cos
    cos cos
    2/ 2 /
    2/ 2 /
    sin pecado
    2 2
    1 1
    (4) (4)
    a I un yo
    o o
    I Yo
    o o
    M M
    1 1
    M M
    2 2
    M M
    3 3
    M/L M / L
    a M/L una M / L
    Fig. La figura. 2 a 2 bis
    i yo
    in en
    i yo
    out fuera
    V V
    LO LO
    Fig. La figura. 1 c 1 c
    Direction of Dirección de
    Switch Current De corriente del interruptor
    Direction of Dirección de
    Supply Voltage Voltaje de alimentación
    I Yo
    o1 o1
    I Yo
    o2 o2
    I Yo
    B B
    +g + G
    m * m *
    V V
    RF RF
    Fig. La figura. 1 b 1 b
    Load Carga
    V V
    dd dd
    I Yo
    o1 o1
    I Yo
    o2 o2
    M M
    1 1
    M M
    2 2
    M M
    3 3
    V V
    LO+ LO +
    V V
    LO- LO-
    V V
    B B
    +V + V
    RF RF
    I Yo
    B B
    +g + G
    m * m *
    V V
    RF RF
    Fig. La figura. 1 a 1 bis
    Page 3 Página 3
    RADIOENGINEERING, VOL. RADIOENGINEERING, VOL. 18, NO. 18, NO. 3, SEPTEMBER 2009 3, septiembre 2009
    297 297
    Fig. La figura. 2. (a) Switched-current-mirror, (b) Directions of Supply 2. (A) Cambiar-actual-espejo, (b) Cómo llegar de la fuente
    Voltage and Switch. Tensión y Switch.
    Fig. La figura. 3. (a) Functional Representation for SCM Mixer, 3. (Una representación funcional) para Mezclador de SCM,
    (b) Schematic of the SCM Mixer (B) Esquema de la batidora SCM
    Thus, the circuits implement the same mixer function Así, los circuitos de implementar la función mismo mezclador
    in a different way: the conventional mixer by a transcon- de otra manera: la mesa de mezclas convencionales por un transcon-
    ductor plus a current switching, and the new current mode ductor más una corriente de conexión, y el modo de nueva corriente
    mixer by switched current mirror. mezclador por el actual espejo conmutada. Compared to conven- En comparación con los convencionales-
    tional active mixer, the SCM mixer, changing the direction mezclador activo institucional, el mezclador de SMC, de cambiar la dirección
    of switch, has a benefit of low voltage supply. del interruptor, tiene un beneficio de alimentación de baja tensión. Moreover, Por otra parte,
    the conversion gain is easy to adjust, just by changing the la ganancia de conversión es fácil de ajustar, simplemente cambiando el
    value of a . valor de uno.
    Taking finite switch-time into account, as in [7], Teniendo en tiempo finito interruptor en cuenta, como en [7],
    a first-order approximation of the current conversion gain una primera aproximación de orden de la conversión del aumento actual
    CCG of the SCM mixer becomes CCG de la batidora se convierte en SCM
    ( (
    ) )
    ⎟ ⎟
    ⎟ ⎟
    ⎠ ⎠
    ⎞ ⎞
    ⎜ ⎜
    ⎜ ⎜
    ⎝ ⎝
    ⎛ ⎛
    ≈ ≈
    sw SO
    lo lo
    sw SO
    lo lo
    f f
    f f
    a una
    CCG CCG
    τ τ
    π π
    τ τ
    π π
    π π
    sin pecado
    2 2
    (5) (5)
    4. 4. Simulation Result Resultados de la Simulación
    In order to verify the new mixer concept experimen- Con el fin de verificar la nueva mesa de mezclas concepto experi-
    tally, a down–conversion mixer was designed to operate at de cotejo, un mezclador de abajo-conversión fue diseñado para funcionar a
    1-V supply voltage. 1-V tensión de alimentación. The new mixer was simulated in stan- El nuevo mezclador se simuló en el nor-
    dard chartered 0.18μm RF CMOS Process with Spectre in estándar fletado 0.18μm CMOS RF proceso con Espectro en
    Cadence Design Systems. Cadence Design Systems. A mixer's frequency converting Un mezclador de frecuencia de conversión
    action is characterized by conversion gain or loss. la acción se caracteriza por el aumento de conversión o pérdida. The El
    power conversion gain is the ratio of the power delivered Conversión de obtener el poder es el cociente entre la potencia suministrada
    to the load and the available RF input power. a la carga y la potencia de RF de entrada disponibles. Fig. La figura. 4 shows 4 muestra
    the gain of the mixer with different a . la ganancia de la mesa de mezclas con diferentes uno. We can see that the Podemos ver que el
    conversion gain is easy to adjust. ganancia de conversión es fácil de ajustar. Because the noise from Debido a que el ruido de
    the mixer is moderated by the LNA's gain, it places a limit el mezclador es moderado por la ganancia del LNA, pone un límite
    on how small a signal can be resolved. el tamaño de las señales se pueden resolver. The sensitivity of La sensibilidad de
    the receiver is then adversely affected. el receptor es entonces afectada negativamente. Noise is measured El ruido se mide
    using the noise figure (NF), which is a measure of how utilizando la figura de ruido (NF), que es una medida de la
    much noise the mixer adds to the signal relative to the mucho ruido del mezclador se suma a la señal en relación con la
    noise that is already present in the signal. ruido que ya está presente en la señal. An NF of 0 dB is Un NF es de 0 dB
    ideal, meaning that the mixer adds no noise. ideal, lo que significa que el mezclador no añade ruido. An NF of Una de NF
    3 dB implies that the mixer adds an amount of noise equal 3 dB implica que la mesa de mezclas añade una cantidad de ruido iguales
    to that already present in the signal. para que ya esté presente en la señal. For a mixer alone, an Para una mesa de mezclas solo, un
    NF of 15 dB is typical. NF de 15 dB es típico. Fig. La figura. 5 shows the noise of this 5 muestra el ruido de la presente
    mixer. mezclador. The linearity is verified by Harmonic Balance La linealidad es verificada por Armónica Balance
    analysis. análisis. Fig. La figura. 6 illustrates the two-tone simulation results 6 ilustra el tono de resultados de la simulación y dos
    with a conversion gain of 4.9 dB, a P con una ganancia de conversión de 4,9 dB, un P
    IIP3 IIP3
    of 1.6 dBm and a de 1,6 dBm y una
    P P
    OIP3 OIP3
    of 6.51 dBm, a P de 6,51 dBm, una P
    IIP2 IIP2
    of 85.3 dBm and a P de 85,3 dBm y un P
    OIP2 OIP2
    of de
    90.2 dBm. 90,2 dBm. This is good enough for RF circuit. Esto es lo suficientemente bueno para el circuito de RF. Fig. La figura. 7 7
    shows the transient simulation results with input RF signal muestra los resultados de simulación de transitorios con la entrada de señal RF
    at 2.4 GHz and the LO signal at 2.39 GHz. a 2,4 GHz y la señal de 2,39 GHz en la LO. So the output IF Así que la salida de IF
    signal is at 10 MHz. la señal se encuentra a 10 MHz. The transient difference output is La salida transitoria, se diferencia
    equal to V igual a V
    if+ si dura más de
    minus V menos V
    if- si-
    . . Fig. La figura. 8 shows the layout diagram of 8 muestra el diagrama de distribución de
    the current mode SCM mixer which occupies the active el modo actual mezclador de SCM que ocupa la activa
    area of 0.49 área de 0,49
    × ×
    0.51 mm 0,51 mm
    2 2
    including biasing circuits, scribble incluyendo los circuitos de polarización, garabatos
    line, testing pads and DC blocking capacitors. de líneas, pruebas almohadillas y DC bloqueo condensadores.
    Fig. La figura. 4. Gain of the Mixer vs PLO and a . 4. Aumento de la batidora vs OLP y uno.
    i yo
    if si
    - -
    i yo
    if si
    + +
    Fig. La figura. 3 b 3 b
    i yo
    rf rf
    + +
    i yo
    rf rf
    - -
    V V
    LO LO
    - -
    V V
    LO LO
    + +
    SCM SCM
    V V
    LO LO
    - -
    V V
    LO LO
    + +
    i yo
    rf rf
    + +
    i yo
    rf rf
    - -
    Fig. La figura. 3 a 3 bis
    i yo
    if si
    + +
    i yo
    if si
    - -
    a una
    a una
    a una
    a una
    switch_4 switch_4
    switch_1 switch_1
    switch_2 switch_2
    switch_3 switch_3
    Direction of Switch Dirección de Switch
    Direction of Supply Voltage Dirección de la fuente de voltaje
    Fig. La figura. 2 b 2 b
    Page 4 Página 4
    298 298
    MINGLIN MA, CHUNHUA WANG, SICHUN DU, LOW VOLTAGE CURRENT MODE SWITCHED-CURRENT-MIRROR MIXER MA MINGLIN, WANG Chunhua, SICHUN DU, alimentadas por corriente modo de bajo Cambiar-ACTUAL-ESPEJO MEZCLADOR
    Fig. La figura. 5. Noise of the mixer. 5. El ruido de la batidora.
    Fig. La figura. 6. The two-tone analysis of the proposed current-mode 6. El análisis de dos tonos de la propuesta de método de la corriente
    mixer. mezclador.
    Fig. La figura. 7. The transient analysis of the mixer. 7. El análisis transitorio de la mezcladora.
    Fig. La figura. 8. The layout diagram of the SCM mixer. 8. El diagrama de distribución de la batidora SMC.
    Tab. Tab. 1 summaries the performance of this design and 1 resume los resultados de este diseño y
    lists the performance of the previously published CMOS listas de la ejecución de los artículos publicados anteriormente CMOS
    mixers. mezcladores. The current-mode mixer reported in this paper can El mezclador en modo actual se presenta en este documento puede
    achieve very low power consumption of 2.2 mW from 1-V alcanzar el poder de consumo muy bajo de 2,2 mW de 1-V
    supply. suministro. Compared to current mode mixer [3], this work has En comparación con mezclador de modo actual [3], este trabajo ha
    much smaller power consumptions and much smaller mucho menor consumo de energía mucho más pequeña
    active area. área activa. Compared to current mode mixer [4], this work En comparación con mezclador de modo actual [4], este trabajo
    has much smaller power consumptions and much larger tiene mucho menor consumo de energía y mucho mayor
    gain. ganancia.
    This work Este trabajo
    [3] [3]
    [4] [4]
    Technology Tecnología
    0.18μm CMOS 0.18μm CMOS
    0.13μm CMOS 0.13μm CMOS
    0.6μm CMOS 0.6μm CMOS
    Supply voltage Tensión de alimentación
    1 V 1 V
    1 V 1 V
    1.2 V 1,2 V
    Gain (dB) Ganancia (dB)
    4.9 ( a = 1 ) 4,9 (a = 1)
    1.3 1,3
    -8 -8
    PIIP3 (dB) PIIP3 (dB)
    1.6 1,6
    -8.75 -8,75
    9.5 9,5
    POIP3 (dB) POIP3 (dB)
    6.5 6,5
    -7.44 -7,44
    1.5 1,5
    NF (dB) NF (dB)
    15 15
    -- -
    -- -
    Power of mixer Poder de la mesa de mezclas
    2.2 mW 2,2 mW
    3.89 mW 3,89 mW
    3 mW 3 mW
    Chip Area Chip Espacio
    0.5*0.5 mm 0.5 * 0.5 mm
    2 2
    1.5*1.1 mm 1.5 * 1.1 mm
    2 2
    0.4*0.4 mm 0.4 * 0.4 mm
    2 2
    Tab. Tab. 1. Performance summaries and comparisons. 1. Rendimiento resúmenes y comparaciones.
    5. 5. Conclusion Conclusión
    A CMOS SCM mixer has been presented, which can Un mezclador de SCM CMOS ha sido presentado, lo que puede
    operate at 1-V supply voltage in a 0.18μm CMOS tech- funcionar a la tensión de alimentación V-1 en un 0.18μm CMOS tecnología
    nology. nología. It requires no voltage headroom across the switch, No requiere espacio libre de tensión en el interruptor,
    because the directions of supply voltage and switch are porque las direcciones de tensión de alimentación y el interruptor se
    quadrature to each other. cuadratura entre sí. There is no passive component in No hay ningún componente pasivo en
    the mixer core, and it is easy to adjust the current conver- el centro del mezclador, y es fácil de ajustar la actual conversión
    sion gain. sión de ganancia. All these show that the current mode SCM mixer Todo esto muestra que el modo actual mezclador de SCM
    has excellent performance in comparison with other CMOS tiene un excelente rendimiento en comparación con otros CMOS
    mixers. mezcladores.
    Acknowledgements Agradecimientos
    The research described in the paper was financially La investigación descrita en el documento era financieramente
    supported by the National Nature Science Foundation of el apoyo de la Fundación Nacional de Ciencias Naturales de
    China under No. 60776021 China bajo el número 60776021
    References Referencias
    [1] BRANDOLINI, GD, ROSSI, P., MANSTRETTA, D., SVELTO, [1] Brandolini, GD, ROSSI, P., MANSTRETTA, D., svelto,
    F. Toward multistandard mobile terminals- fully integrated F. Hacia multiestándar terminales móviles, completamente integrado
    receivers requirements and architectures. IEEE Trans. requisitos de los receptores y arquitecturas. IEEE Trans. Microw. Horno de microondas.
    Theory and Tech., 2005, vol. Teoría y Técnica., 2005, vol. 53, no 3, p 1026-1038. 53, n º 3, p. 1026-1038.
    [2] SJOLAND, H., KARIMI-SANJAANI, A., ABIDI, AA A merged [2] SJOLAND, H., Karimi-SANJAANI, A., Abidi, AA A fusionada
    CMOS LNA and mixer for a WCDMA receiver. Journal of Solid- CMOS LNA y un mezclador para un receptor WCDMA. Diario de Solid-
    State Circuits, 2003, vol. Circuitos de Estado, 2003, vol. 38, no. 38, no. 6, p. 6, p. 1045 - 1050. 1045 a 1050.
    [3] WEN-CHIEH WANG, CHUNG-YU WU. [3]-Chieh Wang Wen, Chung-Yu Wu. The 1-V 24-GHz low- El 1-V-24 GHz de bajo
    voltage low-power current-mode transmitter in 130-nm CMOS tensión de bajo consumo de corriente en modo de transmisor 130-nm CMOS
    technology. tecnología. In Proceedings of Microelectronics and Electronics En las actas de Microelectrónica y Electrónica
    Conference . Conferencia. 2007, p. 2007, p. 49 - 52. 49 a 52.
    Page 5 Página 5
    RADIOENGINEERING, VOL. RADIOENGINEERING, VOL. 18, NO. 18, NO. 3, SEPTEMBER 2009 3, septiembre 2009
    299 299
    [4] WANG-CHI CHENG, CHEONG-FAT CHAN, CHIU-SING 4] Wang-Chi Cheng [, FAT-CHAN Cheong, Chiu-SING
    CHOY, KONG-PANG PUN. CHOY, PANG PUN-KONG. A 900 MHz 1.2 V CMOS mixer with A 900 MHz 1,2 V CMOS mezclador con
    high linearity. alta linealidad. In Proceedings of the 02nd Asia-Pacific Circuits En las actas de la región de Asia Pacífico-02a Circuitos
    and Systems Conference . y Sistemas de Conferencia. 2002, vol. 2002, vol. 1, p. 1, p. 1 - 4. 1 a 4.
    [5] KLUMPERINK, EAM, LOUWSMA, SM, WIENK, GJM, [5] KLUMPERINK, EAM, LOUWSMA, SM, WIENK, GJM,
    NAUTA, B. A CMOS switched transconductor mixer. IEEE Nauta, B. Un mezclador de conmutación CMOS transconductor. IEEE
    Journal of Solid-State Circuits, 2004, vol. Diario de Circuitos Sólidos-Estado, 2004, vol. 39, no. 39, no. 8, p. 8, p. 1231 - 1231 -
    1240. 1240.
    [6] LEE, T. The Design of CMOS Radio-Frequency Circuits . [6] LEE, T. El diseño de CMOS Circuitos de Radio Frecuencia.
    Cambridge, UK: Cambridge Univ. Cambridge, Reino Unido: Universidad de Cambridge. Press, 1998. Press, 1998.
    [7] TERROVITIS, MT, MEYER, RG Noise in current- [7] TERROVITIS, MT, MEYER, RG El ruido en corriente
    commutating CMOS mixers. IEEE Journal of Solid-State Circuits, mezcladores de conmutación CMOS. IEEE Journal of Solid-State Circuits,
    1999, vol. 1999, vol. 34, p. 34, p. 772 - 783. 772 a 783.
    About Authors. Acerca de los autores.
    Minglin MA was born in Hu Nan, China, in 1978. Minglin MA nació en Hu Nan, China, en 1978. He Él
    received the BS degree in electrical engineering from recibió la licenciatura en ingeniería eléctrica de la
    Xiangtan University, in 2002, and the MS degree in Universidad de Xiangtan, en 2002, y la maestría en
    electrical engineering from Xiangtan University, in 2005. Ingeniería Eléctrica de la Universidad de Xiangtan, en 200

    Nerio ramirez

    RADIOENGINEERING, VOL. RADIOENGINEERING, VOL. 18, NO. 18, NO. 3, SEPTEMBER 2009 3, septiembre 2009

    Low Voltage Current Mode Switched-Current-Mirror Mixer Voltaje actual modo de bajo Cambiar-actual-Espejo Mixer
    Minglin MA Minglin MA
    1 1
    , Chunhua WANG , Chunhua WANG
    2 2
    , Sichun DU , Sichun DU
    3 3
    1 1
    School of Computer and Communication Hunan University, Changsha, Hunan PR China Escuela de Informática y Comunicación de la Universidad de Hunan, Changsha, Hunan, República Popular de China
    2 2
    School of Information Engineering, Xiangtan University, Xiangtan, Hunan PR China Escuela de Ingeniería de la Información, Universidad de Xiangtan, Xiangtan, República Popular China de Hunan
    32415684@qq.com, wch1227164@sina.com, Jt_dsc@hnu.cn 32415684@qq.com, wch1227164@sina.com, Jt_dsc@hnu.cn
    Abstract. A new CMOS active mixer topology can operate Resumen. Un nuevo CMOS topología activa mezclador puede operar
    at 1 V supply voltage by use of SCM (switched current- a 1 V tensión de alimentación por medio de SCM (conmutación de corriente
    mirror). espejo). Such current-mode mixer requires less voltage actual modo de batidora de ese tipo requiere menos voltaje
    headroom with good linearization. espacio para la cabeza con linealización bien. Mixing is achieved with La mezcla se consigue con
    four improved current mirrors, which are alternatively cuatro espejos actuales mejoradas, que son, alternativamente,
    activated. activado. For ideal switching, the operation is equivalent Para cambiar ideal, la operación es equivalente
    to a conventional active mixer. a un mezclador activo convencionales. This paper analyzes the Este trabajo analiza la
    performance of the SCM mixer, in comparison with the desempeño de la mezcladora SCM, en comparación con el
    conventional mixer, demonstrating competitive perform- mesa de mezclas convencionales, lo que demuestra la competencia realizar-
    ance at a lower supply voltage. librio en una tensión de alimentación inferior. Moreover, the new mixer's Por otra parte, el nuevo mezclador de
    die, without any passive components, is very small, and the die, sin componentes pasivos, es muy pequeña, y la
    conversion gain is easy to adjust. ganancia de conversión es fácil de ajustar. An experimental proto- Un experimentales proto-
    type was designed and simulated in standard chartered tipo fue diseñado y simulado en el Standard Chartered
    0.18μm RF CMOS Process with Spectre in Cadence De- RF CMOS 0.18μm proceso con Espectro en la cadencia de De-
    sign Systems. Sistemas de signos. Experimental results show satisfactory mixer Los resultados experimentales muestran mezclador satisfactoria
    performance at 2.4 GHz. rendimiento a 2,4 GHz.
    Keywords Palabras claves
    Current mode, switched current mirror, mixer, low el modo actual, cambió espejo actual, mezclador de baja
    voltage, receiver, RF circuit. tensión, un receptor, un circuito de RF.
    1. 1. Introduction Introducción
    The demand of low cost, low power and small size La demanda de bajo costo, baja potencia y pequeño tamaño
    circuits has been increasing with extensive researches on circuitos ha ido en aumento con extensas investigaciones sobre
    transceivers architecture and RF circuit design, especially transceptores de arquitectura y diseño de circuitos de RF, especialmente
    in Bluetooth and 802.11 WLAN areas [1]. Bluetooth y 802.11 WLAN áreas [1]. Furthermore, Por otra parte,
    mixer is the core module of RF front end. mezclador es el módulo principal de la interfaz de RF. For a conven- Por una convención
    tional mixer, the LNA (Low Noise Amplifier) input FET mesa de mezclas tradicionales, el LNA (Low Noise Amplifier) FET de entrada
    converts the incoming signal into current, which then be- convierte la señal de entrada en corriente, que a continuación se-
    comes a voltage across the load. Llega un voltaje a través de la carga. This voltage drives the Esta tensión impulsa el
    transconductance input of the mixer, which once again transconductancia de entrada del mezclador, que una vez más
    converts the signal into current. convierte la señal en curso. Finally, the mixer differen- Por último, el mezclador dife-
    tial pairs commutate this current, translating it in fre- cial pares conmutar esta corriente, traduciéndola en fre-
    quency, to be read off at the mixer output as voltage [2]. cia, que se leyó en la salida del mezclador como el voltaje [2].
    We can see, the IV (traditional LNA output) and VI (Gil- Podemos ver, el IV (tradicional salida de LNA) y VI (Gil-
    bert mixer input) conversion are unnecessary, and the con- bert entrada del mezclador) de conversión, son innecesarios, y la cons-
    ventional voltage mode mixer can not meet the low volt- tensión mezclador de modo convencional no puede cumplir con el bajo voltaje
    age, low power requirement for modern communication la edad, el requisito de baja potencia para la comunicación moderna
    system. del sistema. Several techniques exist to solve this problem. Existen varias técnicas para resolver este problema. One Uno
    group of these circuits operates based on current-squaring grupo de estos circuitos funciona basándose en corriente cuadratura
    circuit [3]. circuito [3]. Because of adding the RF input current and LO Debido a la adición de la entrada de corriente de RF y LO
    (Local Oscillator) current together directly, this technique (Oscilador Local) en curso, así directamente, esta técnica
    suffers from a very bad isolation between RF and LO. sufre de un mal muy aislada entre RF y LO.
    Another group of these circuits operates based on Gilbert Otro grupo de estos circuitos opera sobre la base de Gilbert
    mixer. mezclador. Wan Chicheng proposed a parallel current driven Wan Chicheng propuesta impulsada por una corriente paralela
    mixer. mezclador. However, the conversion gain is very low [4]. Sin embargo, la ganancia de conversión es muy baja [4]. Eric Eric
    AM Klumperink designed a switched transconductor AM Klumperink diseñado un transconductor conmutación
    mixer [5]. mezclador [5]. Unfortunately, the output is in voltage mode Por desgracia, la salida está en el modo de voltaje
    with an unnecessary IV conversion achieved with a resis- con una innecesaria conversión IV consigue con una resis-
    tor load. tor de carga. Here, we propose a current mode mixer process- Aquí, proponemos una corriente modo de batidora de procesos
    ing of current signal. ción de la señal actual. Current mode approach has some modo de enfoque actual tiene algunas
    advantages, such as extended bandwidth, ease of addition, ventajas, tales como ancho de banda ampliado, la facilidad de adición,
    subtraction and multiplication of signals, simple circuit resta y multiplicación de señales, simple circuito
    structure, higher dynamic range, suitability of operation in estructura, un mayor rango dinámico, la conveniencia de la operación en
    reduced power supply environment, low power consump- de consumo reducido ambiente de suministro, el consumo de baja potencia-
    tion, low voltage operation, micro-miniaturization [6]. , operación de bajo voltaje, micro-miniaturización [6].
    The contents of this paper are as follows. El contenido de este documento son los siguientes. First, we En primer lugar,
    will discuss this mixer-switch problem in Section 2, taking Discutiremos este problema-switch del mezclador en la sección 2, teniendo
    a commonly used active CMOS mixer as a starting point. utiliza un mezclador activo CMOS comúnmente como un punto de partida.
    The "switched current mirror" mixer will then be proposed El "espejo de corriente conectado" mixer a proponer
    in Section 3. en la sección 3. Experimental results on a switched current Resultados experimentales sobre una corriente conmutada
    mirror mixer realized in 0.18μm CMOS are reported in mezclador espejo se dio cuenta de 0.18μm CMOS se reportan en
    Section 4, while the conclusion is presented in Section 5. Sección 4, mientras que la celebración se presenta en la sección 5.
    2. 2. Switch Problem in Conventional Switch problema en Convencionales
    Mixers Mesas
    Active mixers are commonly used in RF CMOS mezcladores activos son de uso común en RF CMOS
    transceiver circuits [6]. circuitos transmisor-receptor [6]. Fig. La figura. 1(a) shows a single balanced 1 (a) muestra una sola equilibrada
    version of a simple active mixer configuration. versión de una configuración de mezclador activo simple. It consists Consiste
    of a transconductance stage, switches (M de una etapa de transconductancia, interruptores (M
    2 2
    and M y M
    3 3
    ), and ), Y
    a load network. una carga de red. Voltage V Voltaje V
    B B
    biases the transconductance los prejuicios de la transconductancia
    stage at a current I etapa en una corriente I
    B B
    and transconductance g y transconductancia g
    m m
    , resulting in , Resultando en
    a voltage-to-current conversion from V un a corriente de conversión de voltaje de V
    RF RF
    to drain–current para drenar la corriente
    variation g variación de g
    m m
    * V * V
    RF RF
    . . The switches M Los interruptores M
    2 2
    and M y M
    3 3
    are driven by son impulsados por
    anti-phase LO signals, denoted here as V de lucha contra la fase de las señales de LO, denotada aquí como V
    LO LO
    + and V + Y V
    LO LO
    -. -. To A
    mimic multiplication with a square wave with frequency, imitan la multiplicación con una onda cuadrada con la frecuencia,
    the LO amplitude must be chosen sufficiently high to fully la amplitud LO debe ser elegida lo suficientemente alto para totalmente
    switch the transconductor current to either I cambiar el transconductor actual o yo
    O1 O1
    or I o yo
    O2 O2
    . . For Para
    the purpose of a first-order functional analysis, we can el propósito de un primer orden análisis funcional, podemos
    model the operation of M modelo de la operación de M
    2 2
    and M y M
    3 3
    as switches driven by como interruptores impulsado por
    the logic signal LO and its inverse, as shown in Fig. la LO señal lógica y su inverso, como se muestra en la figura. 1(b). 1 (b).
    Here, the direction of switch current is the same as Aquí, la dirección del interruptor de corriente es la misma que
    direction of supply voltage, just like Fig. dirección de la tensión de alimentación, al igual que la figura. 1(c). 1 (c). So, V Por lo tanto, V
    dd dd
    is es
    equal to V igual a V
    load carga
    (voltage of load) plus V (Tensión de carga), además de V
    switch interruptor
    ( V (V
    ds ds
    of switch del interruptor
    transistor) and V transistor) y V
    tran tran
    ( V (V
    ds ds
    of transconductance stage). de la etapa de transconductancia).
    Page 2 Página 2
    296 296
    MINGLIN MA, CHUNHUA WANG, SICHUN DU, LOW VOLTAGE CURRENT MODE SWITCHED-CURRENT-MIRROR MIXER MA MINGLIN, WANG Chunhua, SICHUN DU, alimentadas por corriente modo de bajo Cambiar-ACTUAL-ESPEJO MEZCLADOR
    Fig. La figura. 1. (a) Conventional Single Balanced Active MOS Mixer 1. (A) Convencionales único MOS Activo Balanced Mixer
    (b) Functional Representation for Large Switching (B) Representación funcional para el cambio de gran
    Signals, (c) Directions of Supply Voltage and Switch Señales, (c) Cómo llegar la tensión de alimentación y el interruptor
    Current. Actual.
    This voltage mode circuits operate with high Esta circuitos de voltaje de modo operar con alta
    impedance nodes such that voltage swings are large. impedancia de los nodos de tal manera que oscilaciones de tensión son de gran tamaño. In the En el
    next section, we propose a current mode mixer requiring siguiente sección, se propone un mezclador de modo actual, que requiere
    almost no voltage headroom across the switch. casi no hay espacio para la cabeza de tensión en el interruptor.
    3. 3. Switched Current Mirror Mixer Conmutada Mixer espejo actual
    Fig. La figura. 2(a) shows the switched-current-mirror. 2 (a) muestra la conmutación de la corriente-espejo. The key La clave
    to the new mixer is to make sure that the directions of sup- al mezclador nuevo para asegurarse de que las direcciones de apoyo
    ply voltage and switch remain quadrature to each other, capas de tensión y el interruptor de permanecer en cuadratura entre sí,
    just like Fig. al igual que la figura. 2(b). 2 (b). Here, V En este caso, V
    dd dd
    is equal to V es igual a V
    bias parcialidad
    ( V (V
    ds ds
    of current de las actuales
    mirror bias transistor) plus V espejo transistor sesgo), además de V
    mirror espejo
    ( V (V
    ds ds
    of M de M
    1 1
    or M o M
    2 2
    ). ). Com- Com-
    pared to conventional switching mixer, like Fig. comparación con el cambio mesa de mezclas convencionales, como en la figura. 1(c), 1 (c),
    V V nerio ramirez